RADAR

      A rádiótechnika egyik fontos területe a rádiós helyzet-meghatározás, más néven rádiólokáció vagy RADAR (Radio Detection And Ranging). Az ötlet nem sokkal a rádió feltalálása után született, első ízben Nicola Tesla tesz említést (1900) arról, hogy az elektromágneses (EM) hullámok tükröződései alkalmasak lehetnek mozgó fém objektumok felderítésére. 1904-ben Christian Hülsmeyer német mérnök már hasznosította is az ötletet a ködbe burkolózó hajók érzékelésére. A készülék a telemobiloszkóp nevet kapta és az alábbi képen látható egy példány belőle:

A radar alapvető működési elve, miszerint a visszaverődött EM hullámokból állapítja meg a célpont jellemzőit, egyszerűnek tűnik, ám elmélete sokkal komplexebb. Az EM hullámok minden elektromosan vezető felszínről visszaverődnek. Ha ezeket a radar befogja, akkor a célpont sugárzás irányában van. A radar általában nem egy konstans vivőhullámot sugároz, hanem egy véletlenszerű, bizonyos valószínűségi törvényeket tiszteletben tartó impulzussorozatot, mely visszaverődési statisztikájából optimálisan elkülöníti a hasznos jelet a zajtól. A visszatükrözött jel minden esetben torzul, így összehasonlítható a küldött jellel és így információkat ad a célpont tulajdonságairól (koordináták, távolság, sebesség, felület stb.). A célpontról visszaverődő EM hullámoknak csak kevés része érkezik vissza a radarhoz, és az is nagyon zajosan. Éppen ezért először felderítő jeleket küldenek (vagy gyakran külön felderítő radart használnak erre a célra), és a célpont további vizsgálata csak akkor kezdődik meg, ha a visszavert jel és a zaj összege meghalad egy küszöbértéket:

\[s(t_1)+n(t_1)>V_T\]

ahol $s(t_1)$ a jel pillanatnyi amplitúdója, $n(t_1)$ a zaj mértéke ugyanabban a pillanatban, $V_T$ pedig a küszöbfeszültség. Hogy a jel vagy a zaj-e a nagyobb, azt a jel/zaj arányból állapítják meg (tehát összehasonlítják a vett jelet a küldött jellel) és nyilván a radar akkor is felderítő üzemmódban marad, ha a küszöbfeszültség meghaladását követően a zajszint a nagyobb. Ha viszont a hasznos jel amplitúdója a nagyobb, akkor a célpont valódiságának valószínűsége megnő. A fals jelek vételének kisebb valószínűsége érdekében a küszöbfeszültséget a fehér zaj szórásánál $(\sigma_w)$ nagyobb értékre állítják:

\[V_T>\sigma_w\]

A fehér zaj megváltoztatja az impulzusok amplitúdóját és időben eltolja azokat, elrontva a mérés pontosságát. Mivel a vizsgált objektumok általában több elemből állnak, szükségessé válik ezek paramétereinek egyidejű megbecslése, és itt jön képbe a felbontás pontossága. Az érzékelés, mint döntési folyamat, és a paraméterek meghatározása, mint mérési folyamat, nem lesz pontosabb vagy biztosabb attól, hogy a jel-zaj arány nagy. Bár a jó felbontáshoz ez alapkövetelmény, de nem elegendő, hisz a felbontás a célpont elemeiről visszaverődött jel interferenciájától is függ. Annál nehezebb jó felbontást elérni, minél több és különbözőbb tulajdonságú alkotóelemből áll a célpont és ezek minél közelebb vannak egymáshoz.

• Koordinátarendszerek
• Megfigyelési zóna
• A célpontok jellemzői
• A földfelszín hatása a rádiólokátorokra
• Az atmoszféra hatása a rádiólokátorokra
• a refrakció hatása
• a rádióhullámok csillapodása
• A Föld sugara
• A radarsugár elektronikus mozgatása
• Távolságmérés impulzusokkal
• Aktív és passzív radarok
• Megfigyelési módszerek
• Körkörös megfigyelés
• Szektoros megfigyelés
• Csavarvonalas megfigyelés
• Sorvonalas megfigyelés
• Spirális megfigyelés
• Mérési módszerek
• Maximum módszer
• Minimum módszer
• Egyenlő-jelerősség módszer
• Monopulzus rendszerű radarok
• Amplitúdó-különbséggel dolgozó rádiólokátorok
• Fáziskülönbséggel dolgozó rádiólokátorok
• A radarok osztályozása
• Impulzuskompresszió
• MTI (Moving Target Indication)
• Radar típusok
• Folytonos hullámú (CW) radar
• Frekvencia-diverzitásos radar
• Időjárás radar
• Szintetikus apertúrájú radar (SAR)
• MIMO radar
• Monopulzus radar elektronikus nyalábvezérléssel

Koordinátarendszerek

A következő ábrán „C” célpont helyzete meg van jelölve gömb $(D,\varepsilon,\beta)$  és hengeres $(D_0,\beta,H)$ koordinátarendszerben is:

A közvetlenül meghatározható koordináták a $D$ ferde távolság és $\beta, \varepsilon$ szögek. Ezekből feltételezhető, hogy a célpont a $D$ sugarú gömb és a  $\beta, \varepsilon$ síkjainak keresztmetszetében találhatók. A hengeres és szférikus koordinátarendszer között a következő kapcsolat áll fenn:

\[D_0=D\cdot \cos{\varepsilon}\]

\[H=D\cdot \sin{\varepsilon}\]

A földi radarok esetén az irányszög (azimut, $\beta$) $0-360^{\circ}$ között változik, az elevációs szög (magassági szög, $\varepsilon$) pedig $0-90^{\circ}$ között. Ezeket a szögeket legegyszerűbb esetben egy mechanikus berendezés méri meg, amely az antennát mindig a maximális jelszint irányába forgatja. A távolságot a kisugárzott és visszaverődött elektromágneses energia közötti idő $(t)$ mérésével számítják ki. Ismervén az EM hullámok terjedési sebességét $(c)$, a ferde távolság nem más, mint az oda-vissza útnak a fele:

\[\large{D=\frac{c\left[\frac{\mathbf{m}}{\mathbf{s}}\right]\cdot t[\mathbf{s}]}{2}[\mathbf{m}]}\]

Megfigyelési zóna

      Miután a radar kisugározta a felderítő impulzusát átkapcsol vevő üzemmódba, és nem küldhet újabbat amíg a maximum hatótávolsághoz tartozó vételi idő le nem jár. Ha ezután érkezik meg a visszaverődött jel, akkor azt a vevő nem veszi figyelembe. A megfigyelési zóna hatótávolságát maximum félreérthetetlen távnak nevezik (MUR – Maximum Unambiguous Range) és az impulzusismétlési időtől (PRT – Pulse Repetition Time), vagy az impulzusismétlési frekvenciától (PRF – Pulse Repetition Frequency) függ.

\[\large{PRT=\frac{1}{PRF}}\]

A vételi idő mindig kisebb mint a PRT és az impulzusszélesség különbsége. A kapcsolási idő (dead time – azaz mikor a radarnak nincs kapcsolata a külvilággal) korlátozhatja ezt, ugyanis ekkor a vevő már ki van kapcsolva, és újból az adó lép működésbe. Ez alatt rendszertesztelések mennek végbe és a radar beáll a következő megfigyelési pozícióba, ami történhet mechanikusan, vagy a fázisráccsal működő radar esetén elektronikusan, amikor az antennarács fázistolói beállítják a nyalábok következő irányát. Az erre szánt idő akár hosszabb is lehet a vételi időnél. Miután a radar rááll egy célpontra, a kapcsolási idő csökken, szinte elhanyagolható. Ilyenkor sokkal pontosabb a távolság- és a sebességmérés.

\[\large{R_{max}=\frac{c\cdot(PRT-P_W)}{2}}\]

ahol $R_{max}$ a maximális hatótáv (Range). A PRT az $R_{max}$ meghatározásánál nagyon fontos, mert ha a visszavert jel (echo jel) ezután érkezik, hamis távolsági adatokat eredményez:

Megoldást jelenthet az időben változó PRT alkalmazása (staggered PRT). Ilyenkor az adó két különböző időtartamú PRT között váltogat. Az echo jel mindkét esetben stabil pozíciójú lesz, míg a késett echo vagy nem lesz jelen, vagy kétszer lesz jelen vagy pedig változó pozíciójú lesz. A késett echo pozíciója tehát instabil lesz, amit már könnyen ki lehet szűrni.

Minél hoszabb a $PRT_2$ annál valószínűtlenebb, hogy a $PRT_1$ a késett echo jelt is tartalmazza, ám a hosszú PRT rontja a mérési pontosságot. A két PRT idő arányát álatlában 2/3-ra állítják.

\[\large{\frac{PRT_1}{PRT_2}=\frac{2}{3}}\]

Minél hoszabb a PRT annál távolabbról visszatükröződött jeleket is be tud várni, tehát annál nagyobb a hatótáv. A minimum hatótávot a kapcsolási idő korlátozza, amikor a radar adóról vevő üzemmódba kapcsol. Fontos az is, hogy a felderítő impulzus teljesen elhagyja az antennát, tehát az impulzusszélesség is számít, az adási idő legnagyobb részét ő teszi ki. Az adási idő $(\tau)$ és a kapcsolási idő $(t_{recovery})$ minél kisebb, annál kisebb a az antenna minimális hatótáva vagy másnéven vak zónája.

\[\large{R_{min}=\frac{c\cdot(\tau\cdot t_{recovery})}{2}}\]

A vakzóna és a hatótáv nagysága az alkalmazott hullámhossztól is függ. A hullámhossz megválasztásánál az elsődleges szempont nem a hatótáv, hanem a célpontról való visszatükröződés mértéke. Ha a célpont mérete és görbületi sugara sokkal kisebb, mint a hullámhossz, akkor arról kevésbé verődnek vissza a hullámok, azaz intenzitásuk csökken. Ha méret és a görbületi sugár elég nagy, akkor az objektum felületének reflexiós tulajdonságai szabhatnak korlátokat. Az antenna méreteit figyelembe véve általában 1mm és 1m közötti hullámhosszt használnak (0.3 – 30 GHz). Ha az iránykarakterisztika formáját részesítjük előnyben, az bármilyen antenna esetén egyenesen arányos a hullámhosszal $(\lambda)$ és fordítottan arányos az antenna méretével $(d_A)$. Például, egy parabolikus reflektorral rendelkező antenna iránykarakterisztikájának szélessége (nyalábszélessége) a teljesítmény felénél (-3dB):

\[\large{\varphi_{0.5}=65 \frac{\lambda}{d_A}}\]

A hullámhossz kiválasztásánál figyelembe kell venni a légkör sajátosságait is, amelyben a rádióhullámok terjednek, pontosabban a rezonancia okozta abszorbciót (például 60GHz-en az oxigén abszorpciója 14dB/km).

      A radarok esetén a frekvenciasávokat újra csoportosították, tehát nincs olyan hogy VHF, UHF sáv, helyettük a hullámhossz szerint csoportosított A, B, C sávok vannak. A következő ábra a két csoportosítást egymás fölé helyezi:

A nagyon magas frekvenciájú radarok már a fény tartományát súrolják, ezért nem radarnak, hanem lidarnak nevezik őket (Light Detection And Ranging).

• A és B sáv: 500MHz alatti üzemfrekvenciák, melyeket a régi radarok használtak egészen a második Világháborúig. Ezen a frekvencián ma már csak az OTH (Over The Horizon) radarok működnek, melyek felderítik a terepet és figyelmeztetnek, ha valami változik. Minél alacsonyabb a frekvencia, annál könnyebb nagy teljesítményt produkálni, és a jelek csillapodása is kevés, éppen ezért nagy hatótávúra tervezik az ilyen radarokat. Az antenna nagy méretei miatt a szögfelbontás kicsi, amit tovább ront a sávszélesség korlátja, hisz a legtöbb rádiókommunikációs szolgáltató alacsony frekvenciákat használ (TV, rádió).
• C sáv: a 500MHz és 1GHz között sugárzó radarok tartoznak ide, melyek műholdakat vagy ballisztikus rakétákat követnek hosszú távon. Sokszor gyors figyelmeztető szerepet tölt be a légtérellenőrző radarként, de az időjárási radarnak is jó, hisz az EM hullámok ezen a frekvencián kevésbé torzulnak a felhők, esőzések miatt. Az ultraszélessávú radarok minden frekvenciát használnak A-tól C-ig, melyeken mind egyszerre sugároznak impulzust anyagvizsgálati okokból például régészeti feltárások során.
• D sáv: az 1-2GHz-es sávot a hosszú hatótávú (~400km) légtérvédelmi radarok használják, melyek impulzusokat sugároznak nagy teljesítménnyel és nagy sávszélességben.  A Föld görbülete végett az alacsonyan szálló objektumok hamar kiesnek a radar látószögéből.
• E és F sáv: 2-4GHz között az atmoszférikus csillapítások is kezdnek számításba jönni, ezért nagyobb sugárzási teljesítmény kell hogy elérje az alacsonyfrekvenciás radarok hatósugarát. Ilyen radarokat trópusi vagy szubtrópusi övezetekben használnak a nagy viharok előrejelzésére, de a repülőtereket környező éghajlati viszonyok felmérésére is használják kb. 100km-es hatótávval.
• G és H sáv: 4-8GHz-en már az antenna méretei hordozhatóvá teszik a berendezést, a katonaság mint tüzérségi, rakétairányító és földi radarként használja rövid vagy közép hatótávban. A pontossága kiváló, ám az időjárás nagyon befolyásolja azt, ezért gyakran körpolarizációval működtetik. A mérsékelt övben (pl. Európában) az esős zónák bemérésére használják. Ugyanakkor ebben a sávban működnek a tengerészeti, civil és katonai navigációs radarok is.
• I és J sáv: 8-20GHz-es sáv a katonai radaroknál a legismertebb, mint például a fedélzeti radar, mely beméri az ellenséges légi vagy földi objektumokat. Nagy hatótávot nem igénylő, hordozható rakétavezérlőként is használják. Az antenna szerepét réselt hullámvezető vagy kis mikrostrip antenna tölti be védőréteggel beborítva. Ezt a sávot alkalmazzák az űrbéli vagy légi felvételek készítésére is a katonai hírszerzésben vagy földrajzi feltérképezésben.
• K sáv: a 20 és 40GHz közti sávot használó radarokat SRM-nek (Surface Movement Radar) vagy ASDE-nek (Airport Surface Detection Equipment) nevezik. Pár nano-szekundumos időtartamú impulzusaival nagy felbontást biztosít, mely a radarozott objektum körvonalait szépen kirajzolja a képernyőre.
• L sáv: 40-60GHz-en a molekuláris diszperzió (a levegő páratartalmának befolyása) miatt a csillapítás nagyon magas. A hatótáv csak néhány méter lehet.
• M sáv: ebben a sávban a csillapítás 75GHz-en a legnagyobb, 96GHz-en a legkisebb. Az autóiparban 75-76GHz-es radarokat használnak a parkolás és fékezés segítésére. Az oxigénmolekulák csillapítása fokozza az interferenciára való immunitást. A 96-98GHz-es radarok laboratóriumi felszerelésekben találhatóak.

      A rádiólokátorok több hullámnyalábot is sugározhatnak. Ha a hullámnyalábok száma azonos a célpontot meghatározó elemek számával, akkor azokat egyszerre is lehet vizsgálni. Kevés hullámnyaláb esetén a mérések egymás után történnek a megfigyelendő terület határain belül. Ez függ az antenna iránykarakterisztikájától is, hiszen a keskeny iránykarakterisztika nagy pontosságot, jó elválasztást és bemérést biztosít, de a szimultán megfigyelhető terület nagyon kicsi. Nagyobb területek átfedésére az iránykarakterisztikát mozgatni kell mechanikusan vagy elektronikusan, fázisvezérléssel.

Az egymást követő mérések megfigyelési ideje $(T)$: 

\[\large{T=K\cdot\frac{T_{rad}\cdot D_{max}\cdot \Delta\beta_{max}\cdot \Delta\varepsilon_{max}}{\Delta D \cdot \beta_L \cdot \varepsilon_L} [\mathbf{sec}]}\]

ahol:

• $K\geq1$ konstans, ami a megfigyelés időváltozását képviseli (hogy milyen időközönként történik)
• $T_{rad}$ a sugárzási idő (amíg a nyaláb teljesen végigtapogatja a célpontot)
• $D_{max}$ a célpont maximális távolsága
• $\Delta D$ a mérések során kapott távolságok különbsége
• $\beta_L, \varepsilon_L$ az iránykarakterisztika szélessége a $\beta$ irány- és $\varepsilon$ elevációs szögben
• $\Delta \beta_{max}, \Delta \varepsilon_{max}$ a megfigyelendő teljes terület nyílásszögei vízszintes és függőleges síkokban.

A megfigyelési zóna hatótávolságát a rádiólokátor egyenletével szokás kiszámítani. Tegyük fel, hogy az EM hullámok ideális feltételek mellett terjednek, azaz egyenes vonalban anélkül, hogy elnyelné, vagy szétszórná őket bármi. Ha a magas frekvenciájú energiát egy izotróp antenna sugározza, akkor minden irányba egyformán fog terjedni. Az azonos intenzitású pontok egy gömböt alkotnak, az antennával a központban $(A=4\pi R^2)$. A körsugárzó antennának majdnem izotróp iránykarakterisztikája van:

Ahogy távolodnak a hullámok az antennától úgy növekszik a gömb sugara és felülete. Ezzel együtt csökken a teljesítménysűrűség $(S_u)$, ami felírható a sugár és a teljesítmény függvényében:

\[\large{S_u=\frac{P_s}{4\pi\cdot R_1^2}[\mathbf{W/m^2}]}\]

ahol $P_s$ az adó sugárzási teljesítménye, $R_1$ a keletkezett gömb sugara. Direktív antennával a magas frekvenciájú energia csupán egyetlen irányba terjed, de nagyobb intenzitással, mint a körsugárzó antenna esetén. Az intenzitásnövekedést az antenna nyereségének $(G)$ hívják (a körsugárzó antennához képest), teljesítménysűrűsége a következőképp írható fel:

\[S_g=S_u\cdot G   [\mathbf{W}]\]

A célpontról visszavert energiának kiszámításához ismerni kell a célpont effektív visszaverődési felületét $(\sigma)$. Ez elsősorban a célpont valós felületétől függ, ami minél nagyobb annál több energiát tükröz vissza. Fontos a célpont formája, felépítése és anyaga. A reflektált teljesítmény tehát a teljesítménysűrűségtől, a nyereségtől és a célpont effektív felületétől függ:

\[\large{P_r=S_g\cdot\sigma=S_u\cdot G\cdot\sigma=\frac{P_s}{4\pi\cdot R_1^2}\cdot G\cdot\sigma [\mathbf{W}]}\]

A legegyszerűbb esetben a célpont antennának is tekinthető, mely $P_r$ energiát sugároz. Mivel minden irányba sugároz, körsugárzó antennának számít. A radar antennabemenetére visszaérkező teljesítménysűrűség a reflektált teljesítménytől függ:

\[\large{S_e=\frac{P_r}{4\pi\cdot R_2^2}[\mathbf{W/m^2}]}\]

Míg az $R_1$ az adó és a célpont közötti távolságot jelenti, addig az $R_2$ a vevő és a célpont közti távolságot jelenti, ami bizonyos esetekben különbözhet egymástól (pl. mikor nem ugyanaz az antenna vesz mint ami ad). A vevőhöz beérkező tényleges teljesítmény végül a beérkező teljesítménysűrűségtől valamint a vevőantenna effektív felületétől (apertúrájától, $A_W$) függ:

\[P_E=S_e\cdot A_W [\mathbf{W}]\]

Az antenna effektív felülete abból a tényből származik, hogy minden antenna jelátvitele veszteséggel jár és ezért az antennára érkező teljesítmény nem ugyanaz, mint a vevőre érkező teljesítmény. Az antennák hatékonysága általában $K_a=0.6 \div 0.7$. Az effektív és geometriai felület közti kapcsolat: 

\[A_W=A\cdot K_a [\mathbf{m^2}]\]

ahol $A_W$ az effektív felület, $A$ a geometriai felület és $K_a$ a hatékonyság. Most már kiszámítható a vételi teljesítmény (ami a vevő bemenetéhez ér):

\[\large{P_E=S_e\cdot A_W=S_e\cdot A\cdot K_a=\frac{P_r}{4\pi\cdot R_2^2}\cdot A\cdot K_a [\mathbf{W}]}\]

Ha az adó és a vevőantenna egy pontban van (tehát ugyanaz), akkor $R_1=R_2$ és a vételi teljesítmény:

\[\large{P_E=\frac{P_r}{4\pi\cdot R_2^2}\cdot A\cdot K_a=\frac{\frac{P_s}{4\pi\cdot R_1^2}\cdot G\cdot\sigma}{4\pi\cdot R_2^2}\cdot A\cdot K_a=}\] \[\large{=\frac{P_s\cdot G\cdot \sigma}{(4\pi)^2\cdot R_1^2 R_2^2}\cdot A\cdot K_a=\frac{P_s\cdot G\cdot \sigma}{(4\pi)^2\cdot R^4}\cdot A\cdot K_a [\mathbf{W}]}\]

Az antenna nyeresége és effektív felülete között a következő összefüggés áll:

\[\large{G=\frac{4\pi\cdot A\cdot K_a}{\lambda^2}}\]

ahol $\lambda$ a hullámhossz. Ha ebből kifejezzük az $A$ geometriai felületet és behelyettesítjük a $P_E$ vételi teljesítmény képletébe, akkor:

\[\large{A=\frac{G\cdot \lambda^2}{4\pi\cdot K_a}\Rightarrow P_E=\frac{P_s\cdot G\cdot \sigma}{(4\pi)^2\cdot R^4}\cdot \frac{G\cdot \lambda^2}{4\pi\cdot K_a}\cdot K_a=\frac{P_s \cdot G^2 \cdot \lambda^2 \cdot \sigma}{(4\pi)^3\cdot R^4} [\mathbf{W}]}\]

Az így kapott egyenletből kifejezve $R$ távolságot, a rádiólokátorok egyenletéhez jutunk:

\[\large{(4\pi)^3 R^4=\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2\cdot\sigma}{P_E}\Rightarrow R^4=\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2\cdot\sigma}{P_E\cdot(4\pi)^3}\Rightarrow R=\sqrt[4]{\frac{P_s\cdot G\cdot\lambda^2\cdot\sigma}{P_E\cdot (4\pi)^3}} [\mathbf{m}]}\]

Ezt az egyenlet ideális körülmények esetében érvényes. Hogy a gyakorlatban is alkalmazható legyen, néhány további pontosítás szükséges. Egy radarrendszer esetén, a paraméterek nagy része konstansnak tekinthető $(P_s, G, \lambda)$, mert csak kis korlátok között változnak. A célpont effektív reflexiós felülete $(\sigma)$ viszont rengeteget változik, ezért gyakorlati megfontolásokból $1m^2$ értéket lehet neki választani. Legyen $P_{E,min}$ a legkisebb teljesítményű jel, amit a vevő érzékelhet, a kisebb jeleket elfojtja a vevő saját zaja. Ez a minimális teljesítmény felel meg annak a maximális $R_{max}$ távolságnak, melyen még bemérhető a célpont:

\[\large{R_{max}=\sqrt[4]{\frac{P_s\cdot G\cdot\lambda^2\cdot\sigma}{P_{E,min}\cdot (4\pi)^3}} [\mathbf{m}]}\]

Ezzel az egyenlettel lehetővé válik célpont megfigyelése a radar különböző paramétereinek a távolságra gyakorolt befolyása szerint. Észrevehető, hogy a megfigyelési távolság megduplázására a sugárzási teljesítményt 16-szorosra kell növelni (a 4-es gyökkitevő miatt). Másik oldalról nézve, ha a teljesítmény csökken egy keveset, annak hatása elhanyagolható lesz a távolság szempontjából.

Az ideális eset az EM hullámok ideális feltételeit vette számba. A valóságban az EM hullámokat bizonyos veszteségek érik, melyek hatással vannak a radar teljesítményére. Emiatt bevezetjük az $L_g$ veszteségi faktort, ami tartalmazza az adás-vételi útvonal belső veszteségeit, a fluktuációs veszteségeket és az atmoszférikus veszteségeket.

\[\large{R_{max}=\sqrt[4]{\frac{P_s\cdot G\cdot\lambda^2\cdot\sigma}{P_{E,min}\cdot (4\pi)^3\cdot L_g}} [\mathbf{m}]}\]

A belső veszteségek a magas-frekvenciás komponensek miatt lépnek fel, mint a hullámvezetők, szűrők, vagy a radart védő radomok. Az atmoszférikus csillapítás és a földfelszíni visszaverődések folyamatos veszteségeket okoznak minden radarnál. Ha ezt is belefoglaljuk a képletbe, akkor egy pontosabb egyenlethez jutunk:

\[\large{R=K_{\alpha}\cdot\sqrt[4]{\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2\cdot A_z\cdot t_i}{K\cdot T_0\cdot n_R\cdot(4\pi)^3\cdot d}}\cdot \sin{\left(\frac{2\pi\cdot h_m}{\lambda}\cdot \sin{\gamma}\right)}\cdot e^{-0.115\delta_R\cdot R_e}}\]

ahol a még nem ismert tagok:

• $K_{\alpha}$ – disszipatív tényező, ami az $L_g$ faktort helyettesíti
• $t_i$ – a radarimpulzus időtartama
• $T_0$ – abszolút hőmérséklet $^{\circ} K$ -ben mérve
• $d$ – a kijelző fényességi tényezője
• $\delta_R$ – az atmoszféra csillapítási tényezője
• $A_z$ – az effektív reflexiós felület $\sigma$ helyett
• $K$ – Boltzmann konstans
• $n_R$ – a vevő saját zajtényezője
• $\gamma$ – a föld reflexiós szöge
• $R_e$ – az elnyelő közeg távolsága

A $P_s$ sugárzási teljesítmény, a $P_{E,min}$ minimális vételi teljesítmény és a $\sigma$ effektív visszaverődési felület értékei mind a hullámhossz függvényei. Ha $\sigma$ adott, akkor a távolság $\frac{1}{\lambda}$-val fog csökkenni. Ha $\lambda$ növekszik és az antenna méretei nem változnak, akkor az antenna $G$ erősítési koefficiense (nyeresége) csökken. Ha viszont $G$ változatlan, akkor az antenna iránykarakterisztikája sem változik és ekkor a távolság $\sqrt{\lambda}$-val arányos. Ebben az esetben $G$ konstansnak való megmaradása érdekében az antenna méreteit kell megnövelni, ami a vevőre visszavérkező jelek teljesítményét is megnöveli, tehát a rádiólokátor hatótávolságát is.

A célpontok jellemzői

      Köztudott, hogy a beeső EM hullámok a célpont felszínén indukciós áramot okoznak, amennyiben az annak anyaga elektromosan vezet, vagy pedig eltolási áramot, amennyiben elektromosan szigetelő anyagról van szó. Ezek alkotják a másodlagos sugárzási forrásokat. A beeső EM hullámok csupán kis része verődik vissza, a többi a célpontot melegíti (Joule-hatás). Egyszerű célpontok esetén (dipólus, gömb, fémlemez) alkalmazható a másodlagos sugárzási elektrodinamikus számítási módszer, azonban a legtöbb célpont formája komplex, ezért a másodlagos sugárzásukat statisztikailag elemzik ki. A reflexiós tulajdonságok a célpont méretétől, helyzetétől, felszínétől, valamint a radarjelek hullámhosszától, polarizációjától és haladási irányától függnek, amiket a célpont effektív visszaverődési felületének hívnak $(\sigma)$.
      A célpont effektív visszaverődési felülete egy fiktív síkfelület területét jelenti, mely merőleges az őt radarozó hullámokra és egy ideális, izotróp másodlagos sugárzási forrást képvisel, mely a célpont helyét jelzi és a radar antennájában ugyanolyan fluxus sűrűséget $(S_T)$ produkál, mint a valódi célpont. Az elnyelt és visszavert teljesítmény:

\[P_r=S_T\cdot \sigma\]

 

Mivel a célponttól $D$ távolságra minden másodlagosan sugárzott teljesítmény egyenletesen szétoszlik a $4\pi D^2$ sugarú gömbön, rádiólokátornál mért teljesítménysűrűség:

\[\large{S_0=\frac{P_r}{4\pi D^2}=\frac{S_T\cdot\sigma}{4\pi D^2}}\]

A gyakorlatban a célpont effektív visszaverődési felületét az antenna következő paramétereiből határozzák meg:

• az antenna effektív felülete
• irányítottsági koefficiens
• hatásfok $(\eta_A)$
• nyereség $(G)$

\[G(\beta\varepsilon)=G'(\beta\varepsilon)\cdot\eta_A\]

ahol $\beta$ a nyílásszög (azimut) és $\varepsilon$ az elevációs szög. A célpontot vevőantennaként tekintve, a beeső hullámból kapott energia, mely energiasűrűsége $S_T$, a következőképp számítható ki:

\[P_{rd}=S_T\cdot A_T\]

A célpont másodlagos (visszavert) sugárzásának teljesítménye:

\[P_{rd}=S_T\cdot A_T\cdot\eta_T\]

ahol $A_T$ a hullámbefogó kapacitás (~érzékenység) és $\eta_T$ a másodlagos sugárforrás energiaveszteségei. Ha a célpont egy izotróp, másodlagos forrás lenne, akkor a teljesítménysűrűsége $D$ távolságon egyenlő lenne:

\[\large{S'_r=\frac{P_{rd}}{4\pi D^2}}\]

Szem előtt tartva a célpont irányítottsági jellemzőit:

\[\large{S_r=S'_r\cdot G'_T=\frac{P_{rd}}{4\pi D^2}\cdot G'_T=\frac{S_T}{4\pi D^2}\cdot A_T \cdot \eta_T \cdot G'_T}\]

A $\sigma=A_T\cdot \eta_T\cdot G'_T$ szorzat a felület természetét írja le, melyben $G'_T$ a másodlagos sugárzás irányítottsági jellemzője. Észrevehető, hogy a célpont teljesítménysűrűségének $(S_r)$ képlete hasonlít a rádiólokátornál mért teljesítménysűrűség képletével $(S_0)$, és így kifejezhető az effektív visszaverődési felület képlete:

\[\large{S_r=\frac{S_T}{4\pi D^2}\cdot \sigma \Rightarrow \sigma=4\pi D^2 \frac{S_r}{S_T}}\]

Az EM hullámok teljesítménysűrűsége:

\[\textbf{S}=\textbf{E}\cdot \textbf{H}\]

ahol $\textbf{E}$ és $\textbf{H}$ az EM mező amplitúdói a távoltérben, melyek között a következő összefüggés áll fenn:

\[\large{\textbf{H}=\frac{\textbf{E}}{\rho_0}=\frac{\textbf{E}}{\sqrt{\frac{\varepsilon_0}{\mu_0}}}}\]

ahol $\rho_0$ a légtér belső impedanciája, $\varepsilon_0$ és $\mu_0$ pedig a dielektromos állandó és a permeabilitás. Az effektív visszaverődési felület:

\[\large{\sigma=4\pi D^2 \left(\frac{\textbf{E}_r}{\textbf{E}_T}\right)^2=4\pi D^2 \left(\frac{\textbf{H}_r}{\textbf{H}_T}\right)^2}\]

Abban az esetben, mikor a radar távolsága és egyéb paraméterei is adottak, a célpont effektív visszaverődési felülete az $E_r^2(\beta,\varepsilon)$ vagy az $S_r(\beta,\varepsilon)$ függvényében határozható meg, azaz a célpont másodlagos sugárzásának és a teljesítménynek a diagramjával. Általában ezt a felületet $\sigma=\sigma(\beta,\varepsilon)$ formában szokás ábrázolni, minek neve reverz (fordított) diszperzió karakterisztika.

      Az effektív visszaverődési felület kísérleti meghatározására a valódi célpont helyet az arról visszaverődő hullámokat is használhatjuk, mert ebben az esetben Maxwell egyenletei alapján a valós és a virtuális célpont diffrakciós jelenségei megegyeznek (ha a hasonlósági feltételek is ki vannak elégítve), azaz a méretek és a hullámhosszak $n$-szer csökkennek.

A hagyományos és a λ/2 dipólus effektív visszaverődési felülete

       Az eddig leírtak alapján elmondható, hogy a célpontok reflexiós tulajdonságai megállapíthatók úgy is, ha adó antennaként tekintünk rájuk. A probléma ezen irányú megközelítésére a lineáris dipólus a legalkalmasabb.

 Egy ilyen dipólus által keltett elektromotoros erő:

\[e_T=E_T\cdot F_E(\theta)\cdot h_{ef}\]

ahol $F_E(\theta)$ a dipólus irányfüggvénye, $h_{ef}$ pedig az antenna effektív magassága. A bevitt elektromotoros erő során generált áram:

\[\large{I_T=\frac{e_T}{z_T}=\frac{E_r\cdot F_E(\theta)\cdot h_{ef}}{z_T}}\]

ahol $z_T$ a dipólus bemeneti impedanciája. Az $I_T$ és az $e_T$ értékeit a szimmetrikus dipólusnak megfelelően lehet venni, azaz $I_T$ maximális értéke a $\lambda/2$ dipólus felénél lesz. Az $I_T$ áramerősség hozza létre a másodlagos sugárzást, és az antenna távolterében az EM mező intenzitása:

\[\large{E_r=60\pi\frac{I_T\cdot h_{ef}}{\lambda \cdot D}\cdot F_E(\theta)=60\pi\frac{I_T\cdot h_{ef}^2\cdot F_E(\theta)}{\lambda\cdot D\cdot z_T}}\]

Az effektív visszaverődési felszín meghatározására figyelembe kell venni a következő összefüggést is:

\[\large{\sigma=4\pi D^2\left(\frac{\textbf{E}_r}{\textbf{E}_T}\right)^2=4\pi D^2 \left(\frac{60\pi\cdot h_{ef}^2}{\lambda\cdot z_T}\right)^2\cdot F_E^4(\theta)}\]

A hagyományos dipólus visszaverődési felülete az EM mező elméletéből is kihozható (Maxwell):

\[\nabla \times \overrightarrow{E}=-j\omega\overrightarrow{B}\] ahol \[\overrightarrow{B}=\mu\overrightarrow{H}\]

\[\nabla(\nabla\times\overrightarrow{E})=-j\omega\nabla\overrightarrow{B}\]

A földfelszín hatása a rádiólokátorokra

      A föld geometriája nagyban befolyásolja az EM hullámok terjedését. A radar közelében lévő földfelszín hatással van az iránykarakterisztika függőleges síkjára, mert földfelszínén kombinálódó direkt és reflektált hullámok megváltoztatják azt. Ez a hatás főleg a VHF frekvenciatartományban érvényesül és csökken a frekvencia növekedésével. Alacsony frekvenciákon, a kis magasságban lévő célpontok bemérése csakis a földfelszíni tükröződések segítségével lehetséges. Ehhez fontos feltétel, hogy az első Fresnel-zónában lévő felszíni szintkülönbségek ne haladják meg a 0.001R értéket (például 1000m-es körzetben a célpont nem lehet 1m-nél magasabban). Az alacsony frekvenciás radarok a földfelszíni reflexiók mellett a nyalábok interferenciáit is használják a megfigyelési zóna növelésére alacsony magasságokon. Magasabb frekvenciákon ezek a reflexiók zavaróvá válnak. A következő ábrán a földfelszíni reflexiókat használó iránykarakterisztika nyalábjai láthatóak. 

Normális esetben kerüljük az ilyen struktúrákat, mert az a célpont, amely két nyaláb közé esik nem lesz észlelhető. Ilyen technológiát egyes ATC (Aerian Traffic Control) radarok használtak a megfigyelési zóna növelése érdekében, viszont ez csak alacsony frekvencián működik, ahol a nagy nyalábszélesség nagyobb elevációs szögeket biztosít. Az antenna magasabbra helyezésével javítani lehet az iránykarakterisztikát, ugyanis úgy a földfelszíni egyenetlenségek kevésbé formálják lobulárissá azt, hisz mint tudjuk, a föld felszíne reflektorként viselkedik.

      Ha a Föld felszínét laposnak tekintjük, akkor a következő ábrán legyen $A$ radarállomás, ami $D$ távolságra található $B$ célponttól. A célpont $H$ magasságban van, a radarállomás pedig $h_A$ magasságban található.

Kiszámítjuk az E mező komplex amplitúdóját figyelembe véve a földfelszín hatását. A földfelszínről visszaverődő hullám mezője amplitúdóban és fázisban is különbözik a direkt hullám mezejétől a reflexiók okozta $F_E(\varepsilon)$ és $F_E(-\varepsilon)$ iránykarakterisztikák miatt (a negatív előjel a horizont alatti szögre utal), valamint az AB és ACB hullámterjedési útkülönbségek miatt. A két hullám interferenciájának következményeként:

\[E_r=E_d+E_i\]

ahol $E_d$ a közvetlen (direkt) hullám mezeje, $E_i$ a földről visszavert (indirekt) hullám mezeje. A közvetlen hullám az AB távolságot járja be:

\[AB=\sqrt{D^2+(H-h_A)^2}\]

A visszavert hullám a BE távolságot járja be:

\[BE=\sqrt{D^2+(H+h_A)^2}\]

Mivel általában $D\gg(H+h_A)$, sorba fejtve:

\[\large{AB=D+\frac{1}{2}\cdot\frac{(H-h_A)^2}{D}}\]

\[\large{BE=D+\frac{1}{2}\cdot\frac{(H+h_A)^2}{D}}\]

Az úthossz különbség pedig:

\[\large{\Delta=BE-AB=\frac{2\cdot H \cdot h_A}{D}}\]

A rádiólokátornál, $A$ pontban a kapott hullám:

\[E_r=\sqrt{E_d^2+E_i^2+2E_d E_i\cdot \cos{\varphi}}\]

ahol $\varphi$ a szöges úthossz különbség:

\[\large{\varphi=\beta\cdot\Delta=\frac{2\pi}{\lambda}\cdot\frac{2\cdot H\cdot h_A}{D}=4\pi\cdot\frac{H\cdot h_A}{\lambda\cdot D}}\]

Mivel AB irányban az antenna nyeresége maximális, és AC irányban kisebb, ezért $E_i\ll E_d$, tehát (megtartva a fontos tagokat):

\[\large{E_r=E_d+E_i\cdot\cos{4\pi}\frac{H\cdot h_A}{\lambda\cdot D}}\] vagy \[\large{E_r=E_i\left(1+m\cdot \cos{4\pi}\frac{H\cdot h_A}{\lambda\cdot D}\right)}\] ahol \[\large{m=\frac{E_i}{E_d}}\]

Amikor $\large{\frac{H\cdot h_A}{\lambda \cdot D}=\frac{n}{2}}$, a kapott mező a maximumponton halad át, viszont mikor $\large{\frac{H\cdot h_A}{\lambda\cdot D}=\frac{2n+1}{4}}$, akkor minimumot kapunk.

Az atmoszféra hatása a rádiólokátorokra

a) a refrakció hatása

      A közvetlen rálátás kiszámítása érdekében feltételeztük, hogy a rádióhullámok változatlan atmoszférán terjednek. A valóságban az atmoszféra nem egyenletes, a refrakciós koefficiense:

\[\large{n=\sqrt{\varepsilon}=1+\frac{77.6\cdot 10^{-6}}{T_A}\left(P_A+\frac{4.81\cdot 10^3\cdot  e_{pára}}{T_D}\right)}\]

ahol $T_A$ a levegő abszolút hőmérséklete (Kelvinben), $P_A$ a légnyomás (milibárban), $e_{pára}$ pedig a páratartalom. A földfelszínen a refrakciós állandó értéke $n=1.0003$. Ahogy nő a magasság a troposzféra határain belül, úgy csökken a $T_A$ hőmérséklet és a $P_A$ légnyomás. Ebben az esetben a refrakciós koefficiens a következő sebességgel csökken:

\[\large{\frac{dn}{dH}=-4\cdot 10^{-8} \left[\frac{1}{\textbf{m}}\right]}\]

Ennek következtében a nyaláb pályája a horizont irányába görbül, mit pozitív refrakciónak hívnak és különbséget teremt a célpont látszólagos és valódi helyzete között, ami mérési hibákat eredményez a magasság és távolság megállapításában. A hiba mértéke a magassággal nő, a maximum eltérés $H=15\div30\textbf{km}$ magasságban mérhető. A pozitív refrakció növeli a radar hatótávolságát, mintha a horizontot egyenesítené meg, azaz úgy kell rá tekinteni, mint a Föld sugarának látszólagos megnagyobbodására. A szabványos atmoszférában a Föld sugara 4/3-dal nő, ami a közvetlen távolságot 1,16-szor növeli. Ezt figyelembe kell venni a felderítési diagram elkészítése során, azaz a Föld sugarának ekvivalens értékével kell számolni.

\[\large{R_{Fold,ekv}=\frac{4}{3}\cdot R_{Fold}=8500\textbf{km}}\]

A standard atmoszférától való eltérések a pozitív $\left(\frac{dn}{dH}<0\right)$ vagy negatív $\left(\frac{dn}{dH}>0\right)$ refrakció csökkenését vagy növekedését okozzák.

A pozitív refrakció határesete a túlzott refrakció, amikor $n$ koefficiens $H$ magassággal csökken olyan gyorsan, hogy a troposzféra alsóbb rétegeiben teljes reflexió megy végbe. Éppen ezért kikötés, hogy a refrakciós koefficiens gradiense legyen:

\[\large{\frac{dn}{dH}<-15.7\cdot 10^{-8} \left[\frac{1}{\textbf{m}}\right]}\]

A túlzott refrakció a magassággal növekvő hőmérséklet és a vele csökkenő páratartalom miatt következik be és korlátja az $1\div1.5^{\circ}$ szöget meg nem haladó elevációs szögnél jelentkezik. A troposzféra hullámvezető szakasza néhány tíz méter magas. A túlzott refrakcióval a trópusi övezetekben lehet inkább szembesülni. A Föld műholdjainak követésénél fontos szerepet játszanak az ionszférában terjedő hullámok sajátosságai is.

b) a rádióhullámok csillapodása

      Az atmoszféra a rádióhullámokat az energiájuk elnyelése révén csillapítja, melyet a szabad oxigénmolekulák, vízcseppek, porszemek stb. nyelnek el. Ezen kívül a folyékony és szilárd részecskék a rádióhullámok diffúzióját (szórását) okozzák, ami szintén egyfajta energia elnyelésnek számít. A D távolságon történő hullámterjedés során a dB-ben kifejezett csillapítási állandót $10\lg{\frac{P_1}{P_2}}$ arányával számítják ki, ahol $P_1$ az út kezdetén mért teljesítmény, $P_2$ pedig az út végén mért teljesítmény. A csillapítás az adott távolságon pedig:

\[\large{\alpha=\frac{10\lg{\frac{P_1}{P_2}}}{D}}\]

ahol a teljesítmények aránya:

\[\large{\frac{P_1}{P_2}=10^{-0.1\alpha\cdot D}}\]

Kísérletek során megállapították, hogy $\lambda>10\textbf{cm}$ esetén a vízcseppek csillapító hatása elhanyagolható, és hogy $\lambda=[0.17; 0.25; 0.5; 1.35]\textbf{cm}$ esetén a legnagyobb a csillapítás a rezonancia jelensége miatt. A vízcseppek legnagyobb koncentrációja és nyomása az első 300m-en lép fel és a veszteségek majdnem fele itt következik be.  A csillapítás a H magasság növekedésével megközelítőleg lineárisan csökken. Kísérleti adatok alapján megállapították, hogy egyes rádióhullámok csillapítása kisebb $\lambda=3.2\textbf{cm}$ esetén, $\alpha[\textbf{dB/km}]=\frac{0.438\cdot M [\textbf{g/m}^3]}{\lambda^2[\textbf{cm}]}$, ahol $M$ az átlag vízmennyiség, ami felhők esetén 100m magasságtól 1,18g/m³-ről 1000m magasságig 0,97g/m³-re nő.

A Föld sugara

      

A Föld sugara korlátozza a célpontra való rálátás maximális távolságát:

\[D_{\text{rálátás}}=\sqrt{2R_{Fold}\cdot H}(\sqrt{H}+\sqrt{h_A})\]

ahol $R_{Fold}=6370\textbf{km}$ a Föld sugara, $h_A$ az antenna magassága, $H$ a célpont magassága. Általában $H\gg h_A$:

\[D_{\text{rálátás}}=\sqrt{2R_{Fold}\cdot H}\] vagy \[D_{\text{rálátás}}[\textbf{km}]=113\sqrt{H}[\textbf{km}]\]

A következő ábrán két célpont látható, a Föld görbületéhez viszonyítva:

A Föld görbülete csökkenti $T_1$ felderítési távolságát, ami alacsonyabban van $T_2$ célpontnál, hiszen a radarállomáshoz közelebb ér csak be a kékkel jelölt hatótávba, mint $T_2$. Azokat a célpontokat, melyeket a horizont takar, általában nem lehet felderíteni. A horizont fölötti célpont $H_0$ magassága és a valódi $H$ magasság közti kapcsolat a következő:

\[R_{Fold}^2+D^2-2R_{Fold}\cdot D \cdot \cos(90^{\circ}-\varepsilon)=(R_{Fold}+H)^2\]

és figyelembe véve, hogy $H\ll R_{Fold}$:

\[\large{H\approx D\cdot\sin{\varepsilon}+\frac{D^2}{2R_{Fold}}\approx H_0+\frac{D^2}{2R_{Fold}}}\]

a korrekció pedig:

\[\large{\Delta H=H-H_0\approx\frac{D^2}{2R_{Fold}}}\]

Számításba véve a Föld görbületét a D és H poláris koordinátákban megrajzolt diagramon, át kell skálázni a Föld sugarának megfelelő konstans magassági görbéket. Egy másik módszer azon alapszik, hogy a felderítési diagram minden pontja a magassági (elevációs) szögek pontjait is ide értve együtt emelkedik a $H-H_0$ magassági távolsággal, azaz a koordinátarács megmarad szögletesnek, de a magassági szögek elgörbülnek.

A radarsugár elektronikus mozgatása

      

      A mechanikusan mozgó radarok idő és energiaveszteséget okoznak, ezért egyes helyeken inkább az iránykarakterisztika elektronikus módosítására képes radarokat használják. Ilyenek a komplex antennarendszerek, fázisrácsok, speciális hullámvezetők, stb. Minden esetben a sugárzók száma hatalmas, több tíz, száz vagy akár ezer is lehet belőlük, melyeket bizonyos fáziseltéréssel táplálnak. A fázisvezérlő $\varphi$ fázistolást visz a kisugárzandó jelbe:

\[\large{\varphi=\frac{2\pi d}{\lambda}\sin{\alpha_0}}\]

ahol $d$ a sugárzók (antennák) közti távolság $\lambda$ a hullámhossz és $\alpha_0$ a vízszintes tengely és az iránykarakterisztika közötti szög. A fázisvezérlő által megváltoztatott áram az antennarendszer pályájának eltérését okozza a megfigyelési zóna határain belül. Mikor az antenna tengelye mozog, akkor az antennarendszer egyenértékű szélessége is változik:

\[l=l_0\cos{\alpha_0}\]

Ahogy $\alpha_0$ nő, úgy nő az iránykarakterisztika nyílásszöge is és ezzel együtt csökken az energia összpontosítása. Éppen ezért az elektronikus mozgatást kis korlátokon érdemes alkalmazni, $\alpha_0=60^{\circ}$-ig. Hogy az iránykarakterisztika két síkban is mozoghasson, több antennarendszerre van szükség. A szögkoordináták kiszámítása a fázisok összehasonlításával is lehetséges. Az összehasonlítás a két antenna közti útkülönbség mérésével történik a vétel pillanatában.

\[\Delta D=D_1-D_2\]

\[\tau=\frac{\Delta D}{c}\]

A $D$ távolság jóval nagyobb, mint a két antenna közti távolság $(b)$, ezért:

\[\Delta D=b\cdot \sin{\alpha}\]

\[\tau=\frac{\Delta D}{c}=\frac{b}{c}\cdot \sin{\alpha}\]

A $\tau$ késéshez tartozó fáziskülönbség:

\[\large{\Delta \varphi=2\pi f_0\tau=2\pi\frac{f_0}{c}\cdot\sin{\alpha}}\]

\[\large{\lambda=\frac{c}{f_0}\Rightarrow\Delta\varphi=2\pi\frac{b}{\lambda}\cdot\sin{\alpha}}\]

A rendszer összehasonlítását egy fázisdetektor oldja meg, melynek kimenetén $\alpha$-val arányos feszültség mérhető.

Távolságmérés impulzusokkal

      

      A rádiólokátorok egyik alapfeladata a célpont távolságának meghatározása. Ez a felderítő jel kisugárzása és annak visszavert változatának vétele között eltelt idő mérésére egyszerűsödik. Hogy ezeket az időpillanatokat meg lehessen határozni, megkülönböztető jelzéseket kell alkalmazni a jeleken. Ha a felderítő (radarozó) jel folyamatos oszcillációkból áll, akkor a megkülönböztetést fázis vagy frekvenciamodulációval végzik. A gyakorlatban erőszeretettel használt módszer az impulzusszerű radarjel. Az adó $t_i$ időtartamú impulzusjeleket küld az antennára, ami a cél felé sugározza azokat.

Az adás ideje alatt a vevő le van választva az antennáról, bár a valóságban egy kis energia így is visszajut a vevőbe. A célpontról visszaverődő jeleket az antenna a felderítő impulzusok között veszi. A visszavert jelt $t_d$ késése (delay):

\[\large{t_d=\frac{2D}{c}=\frac{2D[\textbf{m}]}{3\cdot10^8[\textbf{m/s}]}=\frac{D}{150}\cdot 10^{-6}[\textbf{s}]}\]

ahol $D$ a célpont távolsága, $c$ a rádióhullámok terjedési sebessége.

\[\large{D=\frac{c\cdot t_d}{2}}\]

Ezt legegyszerűbben a katódsugárcsöves kijelzőn lehet megmérni, ahol a célpontról érkezett jelt a függőleges tengelyen mozgó pont jelzi, míg a vízszintes tengelyen a késés ideje látható.

Aktív és passzív radarok

Aktív radarok

1) primer: a vett jel a célpontról visszavert (passzív) jel;

Az adó elektromos impulzusokat küld az antennára, melyek a tárgyhoz érve visszaverődnek és a vevőantennán landolnak. A vevő feldolgozza a fogott jeleket és megállapítja a célpont jelenlétét, irányát és sebességét. Az irányt a visszavert jelek érkezési szögéből határozzák meg meg, és hogy ez minél pontosabb legyen, nagyon keskeny iránykarakterisztikájú antennákat használnak. Ha a radar vagy a célpont mozog, az egymáshoz viszonyított sebesség a Doppler effektus segítségével számítható ki, mely egyben lehetővé teszi a mozgó és álló tárgyak megkülönböztetését is. Mivel ezek a paraméterek folyamatosan rendelkezésre állnak, a célpontok követése is lehetséges. Az ilyen radarok előnye, hogy képesek bemérni az olyan objektumokat is, melyek önmaguk nem sugároznak elektromágnesességet, viszont visszaverik azokat.

2) szekunder: a vett jel a célpontról visszaküldött (aktív) jel;

Nagy távolságok vagy kis objektumok esetén nehéz a hasznos jelet a zajtól elkülöníteni. Ilyenkor a célpontra válaszadó egységet szerelnek, ami válaszként újraküldi a vett jeleket. Repülők, rakéták, műholdak követésére, légi és tengeri navigációra használják, mert nagyobb távolságot és megbízhatóbb kommunikációt biztosítanak. A légi és tengeri járművek a válaszjeleit kódolni is szokták, amiből rögtön kiderül, hogy a megfigyelt objektum barát-e vagy ellenség. A válaszjel nem mindig a radarjel ismétlése, gyakran kérdezz-felelek kommunikáció zajlik. A célpont csak akkor válaszol, ha ismeri a kérdést, azaz csakis az előre meghatározott kódra reagál.

Az aktív rádiólokátorokat nem csak a válasz alapján, de a kommunikáció kezdeményezése alapján is lehet osztályozni:

1) integrált:

      A rádiólokátor kérdező radarjeleket küld, a célpont válaszol. A célpont nem köteles ugyanazon a frekvencián válaszolni, ám ekkor külön vevőegység szükséges.

Előnyök:

• nagyobb felderítési távolság kisméretű célpont esetén
• a kérdező radarjel egyben a felderítő radarjel is
• a válaszjelben elküldhetők a helyzetkoordináták is

Hátrányok:

• csak a válaszadó antennával felszerelt célpontnál hatékony
• nehezen alkalmazkodik a kommunikációs csatornák frekvenciájának változtatásához
• könnyen becsapható az információk forrását illetően

2) autonóm:

      Ebben az esetben a rádiólokátor nem csak kérdező radarjeleket, hanem felderítő radarjeleket is küld, ami a célpontról visszaverődött rádióhullámokból állapítja meg a célpont koordinátáit.

Az aktív rádiólokátorok problémái

      A hagyományos (passzív) rádiólokátorokhoz képest, az aktív rádiólokátorok könnyebben különbséget tesznek a barátságos és az ellenséges objektumok között, a helyzetinformációkat, az azonosítást és az elmozdulási paramétereket hatékonyabban kezelik. A nemzetközi előírások szerint a hívójel egy impulzuspár kell hogy legyen, melynél a két impulzus közötti idő határozza meg a hívás módját, ami alapján a válaszoló berendezés eldönti hogy mit kérdeztek és mit válaszoljon, milyen kódolással.

Mivel a radar antennájának iránykarakterisztikája nem csak a főnyalábból áll, előfordulhat, hogy a válaszberendezés a melléknyalábok jeleire reagál. Ilyenkor az azimut információ teljesen elvész vagy pedig gyűrűs visszhangjel alakul ki. Ennek elkerülése érdekében az úgynevezett oldalnyaláb-szuppressziós módszert alkalmazzák.

A hívóberendezés P1 és P3 irányított hívójeleket küld, valamint P1 után $2\mu s$ késéssel egy P2 hívójelt is. Ezt egy körsugárzó antennával teszi, ami lefedi a radar-antenna oldalnyalábjait.

Passzív radarok

A célpont természetes vagy mesterséges sugárzását érzékelik, tehát csak a vevőegységből állnak. Ilyenek a csillagászati radarok is, melyek a galaktikus rádióforrásokat kémlelik.

A vevőantenna elsősorban a célpont termikus sugárzását érzékeli az infravörös tartományban, vagy pedig a hosszú hullámokat az atmoszféra elektromos kisüléseinél, a nukleáris reakcióknál vagy a rakéták motorjának működésénél.

      Minden fizikai objektum, melynek hőmérséklete különbözik nullától, rádióhullámokat sugároz. A sugárzás teljesítménye az objektum hőmérsékletével nő, de függ a sugárzási tulajdonságától is. A termikus sugárzásnak széles spektruma van, mely az infravöröstől a centiméteres hullámokig terjed. A sugárzási teljesítmény eloszlása a spektrumban nagyjából fordítottan arányos a hullámhosszal. A Föld felszínéről visszaverődött jelek teljesítményének abszolút értéke a centiméteres tartományban kb. $10^{11}[\textbf{W}]$. Az ideális sugárzó a feketetest és minden objektum sugárzási tulajdonságát ehhez viszonyítják. Az $\varepsilon$ sugárzási tulajdonság $T^{\circ}$ hőmérsékleten:

\[\large{\varepsilon=\frac{P}{P_o}}\]

ahol $P$ az objektum sugárzási teljesítménye egy adott frekvenciatartományban és $P_o$ a feketetest sugárzási teljesítménye ugyanazon a $T^{\circ}$ hőmérsékleten és frekvenciatartományban. A feketetest felszíni egységének spektrális sűrűsége $p$ térfogategységben:

\[\large{p=\frac{2KT^{\circ}}{\lambda^2}[\frac{\textbf{W}\cdot\textbf{s}}{\textbf{cm}^2}]}\]

ahol $K=1.38\cdot 10^{-23}$ a Boltzmann állandó, $T^{\circ}$ a hőmérséklet Kelvin fokokban és $\lambda$ a hullámhossz centiméterben. Minden fizikai testnek van $chi$ reflexiós tulajdonsága is:

\[\chi=1-\varepsilon\]

Az objektumok sugárzási teljesítményét a feketetest sugárzási teljesítményéhez hasonlítják, melynek hőmérséklete kisebb:

\[T_e=\varepsilon\cdot T^{\circ}\]

ahol $T_e$ az objektummal ekvivalens hőmérséklet. A rádiólokátor a célpont irányából minden visszavert sugárzást érzékel. Ebben szerepel a célpont saját sugárzása is és ezek összehasonlíthatóak a feketetest energiájával, melynek hőmérséklete látszólagos.

\[T_{elc}^{\circ}=T_{elh}^{\circ}+\chi\cdot T_{emed}^{\circ}\]

Amikor a célpont látszólagos hőmérséklete $(T_{elc}^{\circ})$ különbözik annak hátterének látszólagos hőmérsékletétől $(T_{elh}^{\circ})$, akkor létrejön egy hő-kontraszt ami alapján a rádiólokátor megtalálja a célpontot. A repülőgépek fúvókáiból kiáramló gázok okozta erős környezeti aerodinamikus kisülések és a gázok magas hőmérséklete a molekulák intenzív ionizációjához vezet. A sugárhajtású repülőgépek gyorsulásánál az ionizált molekulák a levegőben rezegni kezdenek, melyek egy nagyon széles frekvenciatartományú sugárzást produkálnak. A leg intenzívebb sugárzást a nagyon alacsony (30kHz) frekvenciákon lehet mérni, mert ebben a tartományban nincs csillapítás és a gázláng úgy viselkedik mint egy alacsony frekvenciás antenna. A megfigyelési távolságot nem a rálátási távolság adja, hisz hosszú hullámokról van szó. A hosszúhullámok hatásait kihasználó passzív rádiólokátorok képesek a repülőgépek röppályáját megsaccolni. A passzív rádiólokátorokat az aktív rádiólokátorok kiegészítőjeként is használják, amikor nem működik a célpont saját adóállomása.

Célbemérés passzív rádiólokátorokkal

      A légi közlekedésben gyakran arra használják a passzív rádiólokátorokat, hogy riassza a pilótát mikor a repülőgépét valaki radarozza. A radarállomás széles iránykarakterisztikájú, általában 90-100° nyílású mindkét síkban és bármilyen polarizációjú hullámot képes befogni. A radarsugárban lévő repülőgép erős jeleket észlel, ezért egy egyszerű vevőberendezés is elegendő, ami a jelerősségi küszöbértéken vizuálisan vagy akusztikusan jelzi a pilótának. Ez persze nem elegendő a jelforrás irányának megállapításához, ám egy bonyolultabb vevő erre is képes. Ha a radarsugár egy másik repülőről érkezik, akkor a távolság értékére is szükség van. Ebben az esetben a távolságot a közvetlen és a földről visszaverődött radarsugarak közti időeltérés $(\Delta t)$ mérésével állapítják meg.

Ismervén $\Delta t$ időeltérést, a célpont magassági szögét $(\varphi_{\varepsilon})$ és $H$ magasságot, az $r$ távolság:

\[\large{r=\frac{4H^2-(c\Delta t)^2}{2c\Delta t-4H\sin{\varphi_{\varepsilon}}}}\]

Az ilyen módszerrel dolgozó radar külön csatornán dolgozza fel a közvetlen jelet és külön a visszavert jelet. A közvetlen jel csatornája egy széles sávú detektoros vevőből áll, ami meghatározza a célpont (radarozó) irányát. A visszavert jel csatornája egy nagy érzékenységű szuperheterodin vevőből és egy föld felé irányított antennából áll, hogy minél jobban fogja a gyengén visszavert jeleket is. Mindkét csatorna kimenete az időkésés mérőbe kerül. A mért időkésés, a magassági szög és a magasság értékeivel kiszámítható a távolság a fenti egyenlet segítségével.

A passzív rádiólokátorok előnyei:

• működése titokban maradhat
• kis méretek
• megbízhatóság
• az aktív rádiólokátoroknál nagyobb rálátási távolság hosszúhullámok esetén

Mivel az aktív és a passzív rádiólokátorok kiegészítik egymást, együtt szokták őket használni.

Megfigyelési módszerek

a) Körkörös megfigyelés

Az antenna a függőleges tengelye körül forog:

Az adó egyetlen EM nyalábot sugároz, mely beméri a nyílásszöget és a ferde távolságot. Minél keskenyebb az iránykarakterisztika vízszintes síkban, annál pontosabb irányszöget lehet kiszámolni. Függőleges síkban viszont annyira szélesnek kell lennie, hogy teljesen átfogja a megfigyelendő területet. Függetlenül attól, hogy földi vagy légi eszközről van szó, a megfigyelhető terület nagyságát R_max és H_max értéke adja.

A rádiólokátor-egyenletben a vett jel teljesítménye:

$\large{P_E=\frac{P_s\cdot G^2\cdot \lambda^2\cdot\sigma}{(4\pi)^3\cdot R^4}}$

Ha a visszavert jel erőssége egyenletes, akkor a célpont effektív visszaverődési felülete $(\sigma)$ és az adó sugárzási teljesítménye $(P_s)$ sem változó. A konstansokat elhagyva az egyenletből kiderül, hogy a radar hatótávolsága az antenna nyereségének négyzetes hatványától függ:

\[\large{P_E\sim\frac{G^2}{R^4}}\]

A hatványkitevők aritmetikailag leegyszerűsíthetők:

\[\large{P_E\sim\frac{G}{R^2}}\]

Majd $R$ távolságot be lehet helyettesíteni az elevációs szög $(\varepsilon)$ fordított szinuszával:

\[\large{\sin(\varepsilon)=\frac{h}{R}\Rightarrow R=h\cdot\frac{1}{\sin(\epsilon)}=h\cdot\csc(\varepsilon)}\] ahol $h$ konstans

\[\large{P_E\sim\frac{G}{\csc^2(\varepsilon)}}\]

Bármekkora is legyen a megfigyelési magasság $(h)$, vagy távolság (R) a radar akkor is koszekáns marad. Az ilyen radarokat egyaránt használják földön, vízen és levegőben. Minden radar esetén, a teljesítmény, a hatótáv és egyéb paraméterek között az egyik legfontosabb tulajdonság a megfigyelési időtartam $(T)$ Tegyük fel, hogy az antenna iránykarakterisztikája téglalap alakú a vízszintes síkban és a célpontról konstans amplitúdójú jelek érkeznek. Az antenna $\Omega$ szögsebessége mellett a célpont besugárzási ideje az iránykarakterisztika $\varphi_{0.5}$ szélességében:

\[\large{t_{rad}=\frac{\theta_{\beta}}{\Omega}}\]

ahol $\theta_{\beta}$ az iránykarakterisztika nyílásszöge (vízszintes síkban). Ezen idő alatt $F_R$ vételi frekvencián $n$ impulzus érkezik:

\[\large{n=F_R\cdot t_{rad}=\frac{F_R\cdot\theta_{\beta}}{\Omega}}\]

Ebből a szögsebesség:

\[\large{\Omega=\frac{F_R\cdot\theta_{\beta}}{n}}\]

A körsugárzó antenna esetén a (körkörös) megfigyelési zóna $\Psi=2\pi$, ezért a minimális megfigyelési időtartam:

\[\large{T_{min}=\frac{2\pi}{\Omega}=\frac{2\pi}{\frac{F_R\cdot\theta_{\beta}}{n}}=\frac{2\pi\cdot n}{F_R\cdot \theta_{\beta}}}\]

b) Szektoros megfigyelés

Tulajdonképpen a körkörös megfigyelés egyik sajátos esete, ahol a megfigyelési zóna $\Psi<2\pi$. Ha a megfigyelési zóna szélessége $\Phi$, akkor az antenna $\Omega_m$ átlag szögsebességénél mért besugárzási idő és a minimális megfigyelési időtartam:

\[\large{t_{rad}=\frac{\theta_{\beta}}{\Omega_m}}\]

\[\large{T_{min}=\frac{\Phi}{\Omega_m}=\frac{\Phi\cdot n}{F_R\cdot \theta_{\beta}}}\]

Figyelembe véve az irányváltó mechanizmusnak szükséges időt és azt amikor az antenna a megfigyelési zónán kívül mozog $(\xi)$, a megfigyelési időtartam hosszabb lesz:

\[T=\xi\cdot T_{min}\] ahol $\xi=1.2\div 1.6$

A megfigyelési időtartam pontos értéke:

\[\large{T=\int_{\beta}^{\beta+\Phi}\frac{d\beta}{\Omega(\beta)}}\]

Mikor az antenna teljesen körbeforog olyankor vagy a generátor kapcsol ki a megfigyelési zónán kívül, vagy pedig csak a megfigyelési zóna adatait dolgozza fel a rendszer. Ebben az esetben a megfigyelési időtartam $T=\frac{2\pi}{\Omega}$, amelyben az hasznos időintervallumokat a $\xi=\frac{2\pi}{\Phi}$ állandó adja.

      A megfigyelési idő csökkenése és az adatfeldolgozás gyorsítása érdekében több antenna is szerelhető ugyanarra a tengelyre, mely szerre sugároz a megfigyelési zónában.

Hátránya ennek az, hogy folyton kell váltogatni az aktív antennák között, mely nagy teljesítmény esetén megnehezíti az adás-vételi berendezés megtervezését.

c) Csavarvonalas megfigyelés

Az antenna iránykarakterisztikája csavarvonalasan mozog:

Az antenna forgási sebessége $(n_{\beta})$ függőleges irányban nagyobb, vízszintesben kisebb. A megfigyelési idő:

\[\large{T=\frac{1}{n_{\beta}}\cdot\frac{\varepsilon_n}{\varepsilon_p}=\frac{1}{n_{\beta}}\cdot\frac{\varepsilon_n}{k\cdot\varepsilon_p}}\]

ahol $\varepsilon_L$ az iránykarakterisztika szélessége függőlegesen $(\varepsilon_n=k\cdot\varepsilon_L)$, $\varepsilon_L$ pedig a csavarvonal lépéstávolsága. A célponttól érkező impulzusok száma:

\[\large{n_i=F_R\cdot T_{rad}=F_R\cdot\frac{\theta_L}{360}\cdot T_{rot}=F_R\cdot\frac{\theta_L}{360}\cdot\frac{1}{n_{\beta}}}\]

Ebből kifejezhető az antenna forgási sebessége:

\[\large{n_{\beta}=\frac{F_R\cdot\theta_L}{360\cdot n_i}}\]

Ezek után a megfigyelési és a besugárzási időtartam:

\[\large{T=\frac{360\cdot n_i\cdot\varepsilon_n}{F_R\cdot\theta_L\cdot k\cdot\varepsilon_L}; T_{rad}=\frac{\theta_{\beta}}{\Omega}}\]

d) Sorvonalas megfigyelés

Az EM nyaláb lassan halad az egyik síkon, és gyorsan halad a másikon.

A megfigyelési idő:

\[\large{T=\frac{\Delta\theta_L - \theta_I}{\theta_{pl}\Omega_{med}}\cdot\Delta\theta_{\varphi}}\]

vagy

\[\large{T=(\Phi_{\varphi} - \theta_{\varphi})\int_{\theta_{\beta}}^{\Phi_{\varphi}+\theta_{\beta}}\frac{d\beta}{\Omega_I(\beta)}=\frac{\Phi_{\varphi}-\theta_{\varphi}}{\varepsilon_p}\cdot\frac{\Phi_{\beta}}{\Omega_{\beta med}}}\]

A sugárzási időtartam:

\[\large{T_{rad}=\frac{\theta_{\varphi}}{\Omega_{med}}=\frac{\theta_{\beta}}{\Omega_{\beta med}}}\]

ahol $\theta_{pl}$ a lassú lépések mértéke, $\Delta\theta_L$ és $\Delta\theta_{\varphi}$ a lassú és gyors lépések megfigyelési zónája, $\theta_l$ és $\theta_{\varphi}$ pedig a kisugárzott nyaláb szögmértékei.

e) Spirális megfigyelés

Az EM nyaláb konvergens vagy divergens mozgásával jellemezhető:

A megfigyelési és sugárzási idő:

\[\large{T=\frac{T_{rot}\cdot\theta_{max}}{\theta_L}; T_{rad}=\frac{T_{rot}\cdot\theta_L}{2\pi\sin\alpha}}\]

ahol $T_{rot}$ az OO’ konstansnak feltételezett tengely körüli forgásidő, $\theta_{max}$ a megfigyelési zóna fele, $\theta_L$ az iránykarakterisztika szélessége 50% teljesítménynél, $\alpha$ a nyaláb és az OO’ tengely által közrezárt szög. A spirális raszter esetén nyaláb gyorsan mozog az OO’ tengely körül, ami egyben a lassú lépések megfigyelési zóna központja is 0 és $\pi/2$ tartományban.

A raszter spirális vonalainak száma:

\[\large{z=\frac{\Phi}{2\theta}}\]

A vonal menti lineáris mozgása az iránykarakterisztikának egy D távolságra lévő célpont esetén, függ a zóna központjától való $\varphi$ kitéréstől:

\[L_{vonal}=2\pi R\cdot\sin\varphi\]

Az iránykarakterisztika szögbéli mozgása is $\varphi$ kitéréstől függ:

\[\large{\gamma(e)=\frac{L_{vonal}}{R}\cdot 2\pi\cdot\sin \varphi}\]

Általában az ilyen megfigyelési zónák méretei kicsik $(\Phi\le 60^{\circ})$ és megközelíthető a $\sin\varphi=\varphi$. Ha a forgási sebesség konstans:

\[\large{\Omega=\frac{\theta\cdot F_R}{n}}\]

ahol $n$ az impulzusok száma. Hogy minden célpontot azonos mértékben sugározzon a radar, a minimális megfigyelési idő $\varphi$-től fog függeni vonalanként:

\[\large{T_{min}=\frac{\gamma(1)}{\Omega}=\frac{2\pi\cdot n}{2\theta \cdot F_R}\cdot\varphi}\]

Mivel a $\varphi$ szög 0 és $\pi/2$ között mozog, egy vonal felderítési ideje $(\varphi=\Phi/4)$ esetén:

\[\large{(T_{\varphi min})_{med}=\frac{2\pi\cdot n\cdot\Phi}{2\theta\cdot F_R}}\]

A kiszabott szektor megfigyelési ideje:

\[\large{T_{0,min}=z\cdot(T_{\varphi min})_{med}=\frac{\pi\cdot n\cdot\Phi^2}{2\theta^2\cdot F_R}}\]

A mechanikusan forgó antennák esetén technikai okok miatt nem a sebesség $(\Omega)$ a konstans, hanem a vonal menti forgás ideje, $T_{\varphi}$. Ebben az esetben az antenna iránykarakterisztikájának szögsebessége:

\[\large{\Omega(\varphi)=\frac{\gamma(\varphi)}{T_{\varphi}}\cdot\varphi}\]

Ez egyszerre növekszik $\varphi$ szöggel és $\varphi=\Phi /2$-ben van a maximuma, mikor a célpontot érő impulzusuk száma minimális. Mikor egy meghatározott számú impulzus kell érje a célpontot, akkor kritérium, hogy:

\[\large{\Omega_{max}=\frac{\pi\Phi}{T_{\varphi}}=\frac{\theta\cdot F_R}{n}}\]

A vonalak mindegyikének ideje:

\[\large{T_{\varphi}=\frac{\pi\cdot n\cdot\Phi}{\theta\cdot F_R}}\]

azaz kétszer nagyobb, mint az átlagidőtartam a célpont egyenletes sugárzásakor. Létezik tehát egy késés az egyenetlen sugárzásnak köszönhetően, melyet $\xi_{\text{egyenetlen}}=2$ jellemez. Ha figyelembe vesszük a vonalak egymásra tevődését $\xi_{\text{egymásra teődés}}=1.2$ a ciklusok kezdetekor, akkor a megfigyelési idő együtthatója a spirális megfigyeléses módszernél:

\[\xi=\xi_{\text{egymásra teődés}}\cdot\xi_{\text{egyenetlen}}=2.4\]

Ebből következik, hogy ez a módszer nem a legelőnyösebb a megfigyelési idő szempontjából. Az előny az automatikus követési állapotba való váltás egyszerűségében rejlik. Ilyen radarokat repülőgépeken használnak, ahol a keresés egy 3 fokos ívben kezdődik, ami kinyílik egészen 45 fokig, majd visszaáll a kezdeti állapotba. A forgási sebesség kb. 1000 fordulat/perc.

Mérési módszerek

      

      Jellemzően két szögkoordinátát határoznak meg a rádiólokátorok:

1. $\beta$ nyílásszöget (azimutot), északhoz képest az óramutató irányában
2. $\varepsilon$ magassági szöget (elevációt), a horizonthoz képest VAGY $z$ zenit szöget, a horizontra merőleges tengelyhez képest

A mérésekhez direktív antennát használnak, mely iránykarakterisztikáját az adott $\theta$ irányba sugárzott teljesítmény és a maximális teljesítmény aránya adja meg:

\[\large{f_1(\theta)=\frac{P(\theta)}{P_{max}}}\]

vagy ugyanez az arány feszültségben:

\[\large{f_2(\theta)=\frac{U(\theta)}{U_{max}}}\]

Az iránykarakterisztika szélessége azon pontok közé esik, melyek a maximális teljesítmény felénél metszik az iránykarakterisztikát. A rádiólokátorok többféle antennát is használnak: parabola antennát, hullámvezetőt, horn (tölcsér paraboloid) antennát, stb. Ha az antenna sugárzása minden irányban egyenletes (körsugárzó), akkor a $(4/div 5)\lambda$ méretű antenna iránykarakterisztikáját a következő összefüggés adja:

\[\large{G(\theta)=G(0)\cdot\frac{\sin^2\frac{\pi d}{\lambda}\theta}{\left(\frac{\pi d}{\lambda}\theta\right)^2}}\]

ahol $d$ az antenna átmérője az iránykarakterisztika síkjában és $\theta$ a legerősebb sugárzás irányának szöge. Az iránykarakterisztika szélessége, $\theta_L$:

\[\large{\theta_L=0,9\frac{d}{\lambda}}\]

A másodlagos nyalábok (szirmok, lebenyek) a főnyaláb energiájának 4-5%-át képezik. Az egyenletes szórásnak köszönhetően az antenna effektív sugárzási felülete 60-70%-a a geometriai felületnek.

\[\large{\theta_L=1,15\frac{d}{\lambda}[\textbf{rad}]=60\frac{d}{\lambda}[^{\circ}]}\]

A szögkoordináták mérését a következő módszerekkel lehet elvégezni:

a) Maximum módszer

      A nagy távolságokat radarozó rádiólokátoroknál alkalmazzák, ahol centiméteres vagy méteres hullámhossz segítségével mérik meg a nyílás és magassági szögeket. Az iránykarakterisztikát addig forgatják, amíg az antenna maximális jelet nem mér, ekkor ugyanis az iránykarakterisztika tengelye pontosan a célpont irányába mutat, melynek szögkoordinátái a célpont szögkoordinátáival egyeznek.

Előnyök:

• egyszerű, nincs szükség komolyabb berendezésre, amennyiben az iránykarakterisztikát az antenna forgatásával forgatják (és nem pl. fázisvezérléssel nagyobb antennarendszer esetén).
• a jel/zaj arány a mérés pillanatában a legnagyobb

Hátrányok:

• kis pontosság az iránykarakterisztika formája és szélessége miatt
• a célpont bármilyen irányú kimozdulása ugyanúgy csökkenti a visszavert jelek erősségét, ezért nem lehet meghatározni az elmozdulás irányát.

Minél távolabb van a célpont, annál nehezebb a kis elmozdulások okozta intenzitásváltozást észrevenni.

\[\theta=\theta_0+\Delta\theta\]

ahol $\theta_0$ a valós szögkoordináta. A hiba mértéke függ az iránykarakterisztika (főnyalábjának) szélességétől:

\[\large{\Delta\theta=\left(\frac{1}{7}\div\frac{1}{14}\right)\theta_L}\]

b) Minimum módszer

      Ennél a módszernél kétfelé ágazó iránykarakterisztikájú antennát használnak, és addig forgatják, amíg minimális jelerősséget mérnek. Ekkor a célpont pontosan az iránykarakterisztika központi tengelyének irányában van, melynek szögkoordinátái megegyeznek a célpont szögkoordinátáival.

Ennél a módszernél a célpont legkisebb elmozdulása is gyors és nagy feszültségnövekedést okoz. A valóságban viszont adott egy bizonyos mértékű zajszint, amin alul a mérések bizonytalanok. A módszer legnagyobb hátránya, hogy a mozgó célpont a bemérést követően rögtön eltűnik a képből és emiatt nehéz követni.

c) Egyenlő-jelerősség módszer

      Az antenna iránykarakterisztikája úgy van kialakítva, hogy a két főnyaláb metssze egymást -3dB-nél.

A célpont pozíciójától függően az 1. vagy a 2. főnyaláb irányában lesz nagyobb az intenzitás. Hogy a két nyaláb ne okozzon interferenciát egymásnak, ellentétes polarizációt használnak, vagy időben felváltva sugározzák őket. Természetesen a két ortogonális frekvenciacsatorna használata sem kizárt. A célpont akkor van bemérve, mikor mindkét nyaláb ugyanazt a jelszintet méri, ekkor ugyanis a célpont a két iránykarakterisztika között van, és szögkoordinátái az iránykarakterisztika központi tengelyének koordinátáival egyeznek.

Előnyök:

• a két főnyaláb metszési pontja nagyon meredek, ezért a célpont kis elmozdulása nagy feszültségkülönbséget okoz a két érték között.
• lehetőség van a célpont követésére
• a két főnyaláb külön pontként jelenik meg a kijelzőn, amit egy időben lehet elemezni

Hátrányok:

• a célpont bemérésekor nem maximális a radar teljesítménye (kisebb távolság)
• nehéz két egyforma iránykarakterisztikát kialakítani

Ezt a három alapvető módszert a legelső radaroktól fogva a mai napig használják. A magassági szög bemérésénél viszont számításba kell venni a hullámhosszt is. Az említett módszereknél például nehezebb ezt meghatározni ha a hullámhossz méteres nagyságrendű, mert akkor az iránykarakterisztika a földfelszíni tükröződések révén alakul ki, valamint az antenna méretei is hatalmasak és mechanikus mozgatás esetén nehéz azokat függőleges síkban mozgatni. Ebben az esetben más módszereket használnak:

a) Láthatósági diagram

      A láthatóság alatt azt a tartományt kell érteni, amiben a célpontról visszavert jel jó körülmények között érkezhet a rádiólokátor antennájára. A diagramot a távolság és magasság koordinátáiban ábrázolják figyelembe véve a Föld görbületét.

A célpont láthatósági zónába érésekor megmérik $r_1, r_2, r_3$ távolságot és abból meghatározzák az ezekhez tartozó magasságokat. Ezek csak megközelítő értékek lesznek, mivel az iránykarakterisztika minden irányban más formájú lesz a földfelszín változatosságának köszönhetően. A módszer nem alkalmas a folyamatos magasságváltozás mérésére.

b) Goniométerrel

      A célpont magasságának folyamatos mérését teszi lehetővé. Ennek érdekében a célról visszaverődő jelek két antennára érkeznek (A₁, A₂), melyek induktívan csatolódnak a vevőre.

A goniométer két fix tekercset (L₁, L₂) és egy mozgó tekercset (L₃) tartalmaz. A vevő az L₃ tekercsben indukálódott áramot méri. L₁ és L₂ tekercsekben az áramok a magassági szög $(\varepsilon)$ függvényében indukálódnak:

\[I_1=k\cdot\varphi_1(\varepsilon)\]

\[I_2=k\cdot\varphi_2(\varepsilon)\]

Az antennák egyformák (a $k$ arányossági tényezőjük ugyanaz), de más-más magasságban vannak felszerelve. Az L₃ tekercsben indukált elektromotoros feszültség:

\[E_r=I_1\omega M_1+I_2\omega M_2\]

ahol $M_{1,2}$ az $L_1$ vagy $L_2$ tekercs kölcsönös indukciója $L_3$ tekerccsel, $\omega$ a jel pulzációja. A fentieket összesítve:

\[E_r=\omega k\cdot\left[M_1\cdot\varphi_1(\varepsilon)+M_2\cdot\varphi_2(\varepsilon)\right]\]

ahol $M_{1,2}$ értéke függ a tekercsek relatív pozíciójától is:

\[M_1=M_{max}\cdot\cos\alpha=M\cdot\cos\alpha\]

\[M_2=M_{max}\cdot\sin\alpha=M\cdot\sin\alpha\]

Következik:

\[E_r=\omega k M\cdot\left[\varphi_1(\varepsilon)\cdot\cos\alpha+\varphi_1(\varepsilon)\cdot\sin\alpha\right]\]

Az L₃ tekercs pozíciója változtatható és $\alpha$ szöget úgy kell beállítani, hogy a vevő bemenetén nulla jel legyen, azaz:

\[E_r=0\Rightarrow\left[\varphi_1(\varepsilon)\cdot\cos\alpha+\varphi_1(\varepsilon)\cdot\sin\alpha\right]=0\]

Az eredmény láthatóan $\varepsilon=f(\alpha)$ alakú. A módszer hátránya, hogy a magassági szög mérésének pillanatában nulla feszültséget mutat a kijelző.

      A rádiógoniométer iránykarakterisztikája keskeny, blokkvázlata a következő:

Az antennarendszer két pár merőleges dipólantennából és még egy dipól antennából áll az irány-bizonytalanság kiküszöbölése érdekében. Mindkét párnak van egy-egy modulátora, melyek egy 5kHz valamint egy 6kHz-es vivőhullámot modulálnak. A három antenna jele a magas-frekvenciájú erősítőbe megy (HFA – High Frequency Amplifier), onnan a vevőbe, az alacsony-frekvenciás erősítőbe (LFA – Low FA) majd a kijelzőre (katódsugárcsövesbe, vagy pedig a jelfeldolgozó egységbe). Azért kell más-más vivővel modulálni, hogy a vevő könnyen különbséget tudjon tenni köztük. Az egyik dipólpár síkja É-Ny, a másik D-K irányú, így például ha a repülőgép Észak felől küld jelt, akkor csak az ehhez tartozó antenna fogja a jelt, ha viszont köztes helyről érkezik a jel, akkor mindkét jel fogja valamennyire a jelek kombinálódnak. 100-150MHz-es tartományban a rádiógoniométer hatótávja 80-150km.

c) Térközös antennákkal

      Hosszú hullámok esetén az iránykarakterisztika a földfelszíni tükröződések révén alakul ki. Emiatt több minimum és maximumpont létrejön. Több, egymástól távol lévő antennával ezt ellensúlyozni lehet, azaz egyenlő erősségűre lehet formálni a nyalábokat.

Az A₁ és A₂ antennák iránykarakterisztikája úgy van kialakítva (a magasságuk, h₁ és h₂ révén), hogy minden megfigyelési irányba azonos erősségű nyalábokat produkáljanak (I, II, III, IV). A két antenna jeleinek közös feldolgozásával követhető a célpont magasságváltozása.

d) V alakú iránykarakterisztikával

      A V alak két, vízszintes irányban keskeny és függőleges irányban széles iránykarakterisztikát jelent (IK₁ és IK₂). Az egyik függőlegesen az ég felé néz, a másik 45°-ra van ettől megdöntve.

A nyílásszög (azimut) meghatározására a függőleges iránykarakterisztikát használják (IK₂). A magasság bemérésére mindkét nyalábot használják, miközben azok körbe forognak. Először a függőleges majd a megdőlt iránykarakterisztika méri be a célpontot. A két mérés között az antenna $\Delta\beta$ szöget fordul. Ismerve ezt és a célpont távolságát $(r)$, ki lehet számítani a magasságot. Minél magasabban van a célpont, annál nagyobb lesz $\Delta\beta$ szög is. A $h$ magasságnak a képlete:

\[\large{h=\frac{D\cdot\sin\Delta\beta}{\sqrt{1+\sin^2\Delta\beta}}}\]

Mivel az alacsony magasságokon $\Delta\beta$ mértéke igen kicsi lenne (és ezzel a precízió is csökkenne), a két iránykarakterisztikát körülbelül 10°-ra megnyitják:

A $h$ magasságnak a képlete:

\[\large{h=\frac{D\sin(\Delta\beta-10^{\circ})}{\sqrt{1+\sin^2(\Delta\beta-10^{\circ})}}}\]

A V elrendezést a centiméteres nagyságrendű hullámhosszon használják, ahol könnyebb keskeny iránykarakterisztikát formálni és az antennák méretei is elfogadhatóak.

Monopulzus rendszerű radarok

      

      A hagyományos radarral ellentétben több vételi csatornát használ, melyeken a jelek egyidejű feldolgozásával állapítja meg a célpont szögkoordinátáit. Egyetlen visszavert impulzusjelből képes meghatározni minden információt a célpont pozíciójával kapcsolatban. A monopulzus elvén működő rádiólokátorokat a forgalomirányítási rendszerekben használják a célpont automatikus követésére. Nagy pontosságuk mellett jó a zavarásvédelmük is. A monopulzus rendszernek két fontos sajátossága van:

• Két vagy több nyalábon vett jelet hasonlít össze és ezek abszolút arányát használja fel
• Az antenna tengelyétől ugyanolyan $\theta$ szögben elmozduló célpont esetén csak a kimenő feszültség előjele változik meg

A vett jelek feldolgozásának módja szerint az amplitúdó és a fázis információt feldolgozó eljárások léteznek.

1.) Amplitúdó-különbséggel dolgozó rádiólokátorok

      Az egyszerű monopulzus rádiólokátor a célpont irányát két csatornán vett jel amplitúdóinak különbségéből állapítja meg. A különböző csatornákhoz tartozó antennák iránykarakterisztikái az egyenlő jelerősség irányába fordulnak (egyenlő-jelerősség módszer). Mindenik antenna jelét külön jelerősítő erősíti fel, amit a detektor érzékel majd egy kivonó áramkörbe kerül.

Az 1. és 2. antenna jelei a vevő bemeneténél:

\[U_{S1}=U_{S2}=kF(\psi_0+\gamma)\cos(\omega t+\varphi)\]

ahol:

• $k$ az arányossági tényező
• $F(\beta)$ az antenna iránykarakterisztikája: $\beta=\psi_0+\theta$
• $\xi_0$ az iránykarakterisztika maximuma és az azonos jelerősség iránya közti szög
• $\gamma$ a célpont és az azonos jelerősség tengelye közti szög
• $\omega$ a jel pulzációja
• $\varphi$ a kezdeti fázis

A kis mértékű $\beta$ eltérések esetén az $U_{ki}$ kimenő feszültség egyenesen arányos $\gamma$ szöggel. A rendszer hátránya, hogy függ a követési karakterisztika null-értékeitől és a csatornák transzfer koefficienseinek egyenlőségétől. Ha egy kicsit is eltérnek egymástól ezek az együtthatók, akkor a célpont szögkoordinátái hibásak lesznek. A vevőbe érkező két jel közül az egyik mindig a két nyaláb különbségjele, a másik pedig az összegjele. A módszer pontosságán ronthatnak a többutas reflexiók.

1.) Fázis-különbséggel dolgozó rádiólokátorok

      Egyes állomások nagyon kis amplitúdó különbséget érzékelnek csak. Ha ez a küszöbszint alá ér, akkor információveszteséget okoz a célpont követésekor. Ezen segíteni lehet a fázis-különbség módszerrel, amely a vett jelek fázisaiból is ki tudja olvasni a célpont helyzetére vonatkozó információkat.

A két antennarendszer (A1 és A2) úgy van elhelyezve, hogy iránykarakterisztikájuk $d$ távolságra legyen egymástól és a két főnyaláb maximuma párhuzamos legyen egymással. Mikor a célpont $\gamma$ szögre van a főnyaláb tengelyétől, akkor a két antenna által vett jel fázisai különböznek. A fázistolás az antennák és a célpont közti útkülönbségnek köszönhető:

\[l=d\cdot\sin\gamma\]

Hogy a főnyaláb tengelyén lévő célpont esetén a kimenő feszültség nulla legyen, a fázistoló kezdeti $\gamma$ értéke 90° kell legyen. Összesen három szögkoordináta mérési módszer létezik a különböztetés függvényében: amplitúdó, fázis és szigma-delta ($\Sigma\Delta$, ami az amplitúdók összegjelével is számol). Mindhárom használható a monopulzus módszernél amplitúdóban, fázisban vagy komplexben.

Szög megkülönböztetés	Monopulzus módszer
	Amplitúdó (A)	Fázis (F)	Komplex (K)
Amplitúdó (A)	AA	FA	KA
Fázis (F)	AF	FF	KF
$\Sigma\Delta$	A$\Sigma\Delta$	F$\Sigma\Delta$	K$\Sigma\Delta$

A szürkével jelölt cellák a leggyakrabban használt monopulzus rendszerek.

A radarok osztályozása

      

      

A képalkotó radarok egy képek alkotnak a megfigyelt objektumról vagy területről. Feltérképezik a Földet, aszteroidákat és más bolygókat vagy égi testeket és csoportosításokat végeznek. A nem képalkotó radarra pedig a sebességmérő vagy magasságmérő radar a legtalálóbb példa. Ezeket szórásmérőknek is hívják, mert megfigyelt objektum vagy terület szórási tulajdonságait mérik.

A primer és szekunder radar között a különbség az – ahogy már szó volt róla korábban –, hogy a célpontról visszaérkező jel aktív-e vagy passzív. A primer radarok a saját visszatükröződött passzív jelüket fogják, a szekunder radarok a célpontról visszaküldött válaszjelt veszik. A válaszjel kódolva van és általában több információt tartalmaz, mint amennyit a primer radar ki tudna számolni.

Az impulzusradar működése a korábbiakban ismertetve volt. A radar magas frekvenciájú impulzusokat sugároz nagy teljesítménnyel, melyek között ennél hosszabb szünetet tart a visszavert jel (echo) bevárása miatt. A folytonos hullámú radar (CW – Continuous Wave) ezzel szemben folytonos magas frekvenciás jelt sugároz. Ebben az esetben a vevő külön egységet képez (hisz az adónak nincs ideje befogni az echót), melyek egymástól távol lehetnek. A radar a küldött és a visszavert jel közti különbséget vizsgálja, akár az impulzusradar. Gyakorlatilag bármilyen rádióadó lehet radar is egyben, ha egy vevő képes különbséget tenni és összehasonlítani a küldött és visszavert jeleket. Már kipróbálták, hogy egy repülőgép pozíciója pontosan megállapítható három különböző TV-állomás jeleit ismerve. Folytonos hullámokat akkor használnak, ha a mérési távolság túl nagy és szükséges a folytonos mérés. A túl kicsi távolságnál is előnyösebb a CW radar, amikor az impulzusradar impulzusa túl hosszú lenne a távolság bemérésére. Ha ez nem lehetséges, akkor frekvenciában modulálják az impulzust (impulzus-kompresszió), ami révén egy rövid ideig üzemelő CW radart kapnak. Az olyan radarnál ahol az adó és a vevő antenna is ugyanaz, az impulzus-kompresszió sem javít a minimum-távon hiszen a duplexer az adót tartja az antennára kapcsolva, míg az impulzus sugárzása be nem fejeződik.

A nem modulált jeleket általában sebességmérésre használják. Távolságot velük nem lehet mérni. A rendőrök sebességmérő radarjai is ilyenek, ám újabban a lézer frekvenciatartományában sugároznak (LIDAR) és nem csak sebességet mérnek. A modulált CW radarok jelei frekvenciában vannak modulálva.

A légvédelmi radarok fő feladata az ellenséges célpontok felőli figyelmeztetés. A légi célpont pozícióját, pályáját és sebességét határozzák meg széles megfigyelési zónában (akár 500km-nél is nagyobb körzetben). Ezt elsősorban a felderítő radar végzi és két kategóriába osztható az információmennyiség szerint: az egyik csak távolságot és szögirányokat szolgáltat (2D radar), a másik ezen kívül magasságot is (3D radar). A légrendészeti radarokat járőröző repülőkre szerelik, melyek felderítik és lehallgatják az ellenséges gépeket. Az ilyen repülők kizárólag a radar-információ alapján tájékozódnak, ám ha kiegészítőként vannak pl. egy vadászgépen, akkor nyomkövető szerepét használják inkább ki. A rakétavezérlő / irányító radarok ebben a kategóriában védelmi szerepet töltenek be. Földi, mozgatható radarról van szó, ami az ellenséges repülőgépek és rakéták pályáját igyekszik módosítani.

A csatatéri radarok általában kisebb hatótávúak, mint a légvédelmiek és sokkal feladatspecifikusabbak. A felderítő ebben az esetben is csak figyelmeztet a közelgő ellenséges objektumokról, adatokat szolgáltatván róluk. A navigációs radarok a rossz látási viszonyok (köd, füst, sötétség) melletti navigálást könnyíti meg. Inkább a felszíni adatokkal szolgálnak, nem tesznek különbséget barát és ellenség között. A tüzérségi radarok bizonyos harci objektumokat ismernek fel. Például az aknavetőket, és ilyenkor rögtön riassza a tüzérséget, hogy indítson ellentámadást. A rakétavezérlő (vezető/irányító) ebben az esetben a saját rakéták irányításáért felelős. A rakéták háromféleképpen tudják követni a célpontot:

• követik a rajtuk lévő radar EM nyalábját, mely folyton a célpontra mutat (nyalábkövető rakéta)
• követik a célpontról visszaverődő radarsugarak forrását. A visszaverődött sugarak a rakéta adójából vagy a rakétaindító adójából származhatnak. (homing rakéták)
• a célpont saját EM sugárzását követi (passzív homing rakéták)

A légforgalmi radarokat katonai és civil környezetben is használják. Az En-Route radarok a légi közlekedésben szereplő repülőgépeket deríti fel kb 450km-es körzetben, az L sávot használva. Az ASR is egy légtérfelderítő (Air Surveillance Radar sets), ám szinkronban dolgozik a légvédelmi felderítőradarokkal és azonosítja is a felderített gépeket. Az ASR radarhálózat bármilyen környezeti viszonyok mellett életképes. A PAR (Precision Approach Radar sets) radart a repülőgépek landolásának segítésére találták ki, és közel nulla látótávolságban is képes megbízható adatokkal szolgálni és biztonságban földre irányítani a gépet. Feladatához igazodva csak leszállásra készülő repülőgépeket veszi észre, és a bemért adatokat az irányítótorony dolgozza fel és irányítja a földre a repülőgépet vagy pedig automata pilóta esetén impulzusjelekkel történik az irányítás. A legtöbb repülőtér az SMR (Surface Movement Radar) radarokat használ, amiket ASDE-nek is hívnak (Airport Surface Detection Equipment). Az SMR egy olyan primer radarra vonatkozik, ami magas adatfrissítési gyakorisággal a manőverzónát fedi át (a felszálló, leszálló és guruló övezet). Legtöbbször egy magas torony tetejére szerelik, nagyobb repülőtereken több helyre is szerelnek. Az antenna forgási sebessége 1 fordulat / másodperc, frekvenciatartománya pedig az I, J és K sáv. A nagyobb felbontású SMR-ek 92 és 96GHz-en működnek. A modern SMR-ek kapcsolódhatnak más helyi radarral, például PAR-okkal vagy SSR-ekkel. Az ilyen módon kapcsolódott rendszer adatfeldolgozási képessége lehetőséget különböző riasztások bevezetésére (pl. nem tervezett behatolás a kifutóra, ütközések), valamint a célpontok azonosítására és címkézésére. Manapság az ADS-B rendszert használják a repülőtereken (Automatic Dependent Surveillance – Broadcast), ami dekódolja az SSR információkat és a célhoz hozzárendelhet (címkézhet) egy hívójelet.

Az időjárásradar technikai elve nagyon hasonló a primer felderítőradaréhoz (PSR – Primary Surveillance radar), ezért ugyanazokkal a problémákkal küzd. Az adatfeldolgozás azonban másképp zajlik, hiszen az keresett „objektum” számottevően más tulajdonságú (anyag, sebesség stb.). Az időjárás biztosabb bemérésére több frekvenciát is használnak különböző magasságokon. Egy normális PSR-nél az időjárás zajként van számon tartva és kiszűrve. Az időjárásradarnál a repülőgépekről visszaverődött hullámok számítanak zajnak és azok vannak kiszűrve. Amitől mindketten szenvednek azok a földről visszaverődött hullámok vagy más földi EM hullámforrások. A sebességmérő radarok nagyon speciális CW radarok. A doppler effektus segítségével számolják ki a sebességet. Mivel ez a hullámhossztól függ, ezek a radarok nagyon magas frekvenciát használnak a K-sávban. Az ACC vagy adaptív tempomat (Adaptive Cruise Control) antennáját a gépjárművek elején szokták elrejteni a gyártók. Az jármű előtt haladó gépkocsik távolságát mérik be és segítenek betartani a követési távolságot, valamint riasztanak és akár le is fékezik az autót ha ütközési veszélyt érzékelnek. Az anyagvizsgáló radarok EM hullámai a vizsgálandó mesterséges anyagba hatolnak be és kimutatják ha az anyag belsejében nem tervezett rendellenességek vannak. A kutatóradar ezzel szemben ismeretlen anyagokat vizsgál, régészetben és a geofizika minden ágában hasznos eszköznek számít. Továbbá felhasználják a mentőosztagok, akik például lavina alatt ragadt személyek után kutatnak.

Impulzuskompresszió

      

      Az impulzus-kompresszió javítja a radarok tartományfelbontását és jel/zaj arányát. Ez annyiból áll, hogy a radarozó impulzust modulálják majd összehasonlítják annak visszavert másolatával. Leggyakrabban a frekvencia modulációt használják, amit chirping-nek is neveznek. A chirping azt jelenti, hogy a frekvencia valamiféleképpen változik (lineárisan vagy exponenciálisan).

      Normális esetben a radar impulzusa egy konstans frekvenciájú szinusz hullám, mely visszavert példánya egy csillapított és időben eltolódott szinusz hullám (a Doppler effektus megváltoztathatja a frekvenciát is de ez most nem fontos). A komplex jel valós és képzetes részére is rátevődik útközben egy ismeretlen zaj, amit fehér vagy Gauss zajnak feltételezünk (és általában az is). Mikor ismert jelet keresünk a fehér zajban, akkor illesztet (vagy kompressziós) szűrést használunk a vevő oldalon. Az illesztett szűrés hozzáilleszti az ismert jelt a vett zajos jelhez és megnézi van-e köztük hasonlóság.

A fenti ábrán pirossal a kisugárzott impulzusjel, kékkel ezek visszavert másolata látható. A szűrés után a visszavert jelek interkorrelációja látható a kisugárzott jellel. Látható, hogy mikor a célpontok túl közel van egymáshoz, azaz a két visszaverődött jel közvetlenül egymást követi, akkor a szűrés eredménye e két jel interkorrelációjának összege lesz.

      Korlátozva van tehát az, hogy a célpontok milyen minimális távolságra kell, hogy legyenek ahhoz, hogy az adott radar különbséget tudjon köztük tenni. Az is megoldás, ha az impulzusok szélességét csökkentjük. Ha csökkentjük az impulzus időtartamát, akkor csökken a jel/zaj arány is, hiszen az egyenesen arányos vele (hiszen minél több a jel ugyanazon szintű zajban, annál nagyobb a vételi valószínűség is). Az impulzus-kompresszióval elérhető, hogy az impulzus időtartama ne változzon, tehát a jel/zaj arány is megmaradjon, viszont nőjön a felbontás. Ha a chirping-elt jelt áteresszük az illesztett szűrőn, akkor az interkorrelált jelek szélessége sokkal kisebb lesz mint a szimpla szinusz hullámok esetén.

A frekvenciamoduláció során a vivőfrekvencia játssza a középfrekvencia szerepét, az impulzus elején annak fele, végén pedig annak dupláján sugároz az adó. A következő ábra a szűrő működési elvét szemlélteti:

A késések a frekvenciák függvényében történnek, a szűrő minden jelt a legkisebb frekvencia periódusába igyekszik sűríteni. Az összegzett jelek amplitúdója nagyobb lesz mint szűrés nélkül, ezért elmondható, hogy a radar nyereség nő, tehát nő a maximum hatótáv. A frekvenciaváltozás lineáris és a szűrés utáni jelek a szinusz kardinális függvény alakját veszik fel (az autokorrelációs függvénynek köszönhetően). Mivel a sinc függvénynek zavaró oldalszirmai lehetnek további ablakolás (Hamming, Hann stb.) szükséges. Ennek hátránya, hogy a megszűrt jelek maximum amplitúdója jóval kisebb lesz mint ablakolás nélkül (tehát elveszik a nyereség), viszont az oldalszirmok eltűnnek, ami sokkal fontosabb.

      A szűrőket általában digitális jelfeldolgozással valósítják meg, azonban megoldható felület-akusztikai hullámeszközökkel is (SAW – Surface Acoustic Wave device).

Az impulzus-kompressziós rendszerekben gyakran használják késleltetőnek, de más helyeken is (TV, rádió, garázsajtó-távirányító stb.). A rádiófrekvenciás (RF) elektromágneses hullámok a piezoelektromos szubsztráton akusztikus hullámokká alakulnak, majd újra RF hullámokká. Mivel a hanghullámok nem fénysebességgel terjednek, jelentős késést lehet a rendszerbe vinni kis helyen. Az akusztikus vevőként üzemelő antennák vékony fémrétegből készülnek, mely könnyen formálható fototechnikás maratással. A késleltető frekvenciaválasza a transzduktorok távolságától függ. Ez a távolság működés közben nem változtatható, tehát a SAW frekvenciaválasza is nagyon stabil, éppen ezért jó választás szűrőnek. Ha viszont a frekvencia menet közben megnő, akkor a késés is nő, tehát a szűrő kimenetén magas frekvenciák rátevődnek az alacsony frekvenciákra. A bemenet minden frekvenciakomponense végül ugyanabba az időtartományba csúszik a szűrő kimenetén.

      Az impulzust fázisban is szokták modulálni. Az időtartamot $(T)$ felbontják $N$ részre és egyes időrésben eltolják a jelet $\pi$-vel (azaz megfordítják az előjelét). Az, hogy mely időrésekben történik ez meg, azt egy bináris kód adja, jellemzően a Barker kód.

Ennek a módszernek a kompressziós aránya kisebb mint a frekvencia modulációs kompresszióé és nagyon érzékeny a Doppler effektusra, ami $\frac{1}{T}$ –nél nagyobb változásokat okoz. Az, hogy a fázis éppen mikor váltson át nagyon kritikus. Bár a Barker kódot követve kis és egyenlő nagyságú mellékszirmok képződnek a visszavert és megszűrt jelben (itt is interkorrelációt használunk), az optimális kódok száma kevés. A legjobb kompressziós arányt (ahol a legkisebb az oldalszirmok szintje) a 13-as hosszúságú Barker kód adja. A következő táblázat felsorol néhány Barkerk kódot és azok mellékszirmainak szintjét dB-ben:

A kód hossza	Barker kód	Mellékszirmok, dB
2	+-	-6.0
3	++-	-9.5
4	++-+ ,  +++-	-12.0
5	+++-+	-14.0
7	+++--+-	-16.9
11	+++---+--+-	-20.8
13	+++++--++-+-+	-22.3

MTI (Moving Target Indication)

      

      Az STI (Stationary Target Indication) egy üzemmód, amikor a radar lehetővé teszi a célpont elválasztását a zavarjelektől (clutter-től – ami a nem kívánt echo jeleket összesíti, amelyek a földről, tengerről, esőről, állatokról/rovarokról vagy légköri turbulenciákról érkezik vissza). Az MTI szintén egy üzemmód, ahol a radar a mozgó célpontot választja el a zavarjelektől. A célpontot az álló objektumokhoz viszonyított mozgása révén képes kiszűrni. A leggyakoribb módszer a Doppler-effektust használja, hisz a mozgó objektumról visszaverődött frekvencia változik annak mozgási sebességétől. Ugyanakkor a jelek fázisa is változik, eltolódik ahogy a célpont mozog (fázis jitter). Az MTI séma alacsony PRF-et (Pulse Repetition Frequency) használ a hatótávi bizonytalanságok elkerülése érdekében. Az eljárás két egymást követő impulzus mintavételezésével kezdődik. A mintavételezés folyamatos minden adás között. A második impulzus mintáit 180 fokkal elforgatják és hozzáadják az első impulzus mintáihoz (destruktív interferencia). Fontos, hogy mindkét impulzus ugyanolyan fázissal legyen kisugározva és ugyanarról a helyről érkezzen vissza. Ha a radarozott tárgy mozog, akkor az összeadás során nem oltják ki egymást a jelek (konstruktív interferencia). A Doppler-hatás is bevisz némi fázisváltozást, például a D radarsávban (1GHz) üzemelő radar ha egy 75m/s (270km/h) sebességgel haladó járművet radaroz, akkor az minden milliszekundumban 180 fokos fázisváltozást okoz.

\[\large{f_{Doppler}=\frac{2\cdot v_{célpont}\cdot f_{radar}}{c}=\frac{2\cdot 75\frac{\textbf{m}}{\textbf{s}}\cdot 10^9\textbf{Hz}}{3\cdot10^8\frac{\textbf{m}}{\textbf{s}}}=}\] \[=500\textbf{Hz}=500\cdot 360^{\circ}/s=180000^{\circ}/s=180^{\circ}/ms=360^{\circ}/2ms\]

Ezt vak sebességnek nevezik, hisz a radar álló objektumnak látja. Ezt a hatást csökkenteni lehet az impulzusszám növelésével, az MTI séma általában 3-4 impulzust használ, melyeket nem ugyanolyan időközönként sugároztat. A fázis-jitter, a Doppler hatás és a környezeti hatások korlátozzák az MTI tisztán látását, de így is az MTI sémával működő radar képes a fix objektumoknál 300-szor kisebb tárgyak elmozdulását is észrevenni.

      Az MTI tehát elfojtja a zavarjeleket javítván a jelfeldolgozó processzor jel/zaj arányát. Az MTI néhány egyedi csatornával rendelkezik, melyek az egymás után érkező $\Delta\varepsilon, \Delta\beta$ és SLB (Side Lobe Blanking) jelek feldolgozására vannak. Az MTI a doppler nyalábokat a „mozgó ablak” módszerrel dolgozza fel. Az ablak három egymást követő impulzust tartalmaz, melyek közül az első kettő súlyozva és késleltetve van, és ezek összegéhez hozzáadódik majd a harmadik impulzus is, egyetlen kimenetet eredményezve.

Látható hogy minden ablakban az első két impulzus az előző ablakból van. Minden hullámformában más az impulzusok közti idő, más a megfigyelési nyílásszög és más a megfigyelési (szkennelési) modell. Az MTI kimenete csak az utolsó impulzus összegzése után érhető el. A komplex súlyozás lehetővé teszi, hogy az MTI séma működési területe a zajjal szemben változó legyen a nagyságot és a központi frekvenciát illetően. A terepzaj interferenciája keskeny működési területet követel, az időjárási zajoknál pedig szükség van némi alkalmazkodási időre a különböző nyílásszöghöz tartozó zónák között. Minden egymás utáni szkennelés újabb súlyokat igényel miután zajfelismerő meghatározta az előző szkennelés során megmaradt zavarásokat. A zajcsökkentő súlyokat a szoftver elmenti, hogy mikor az antenna újra a zónába ér, akkor alkalmazhassa. A megfigyelési szektorok közti alkalmazkodás időközönként megismétlődik, hogy nyomon lehessen követni az időváltozást. Azok a nyalábok ki is kerülhetik az MTI séma alkalmazását, mikor nagy távolságból (a zavaráson túl) érkező echo jeleket kell feldolgozni, vagy mikor az alacsonyabb magasságban nincs semmi féle zavarjel.

Radar típusok

      

Folytonos hullámú (CW – Continuous Wave) radar

      Folytonosan sugároz magas frekvencián és folytonosan veszi és feldolgozza a visszavert jeleket. Két fő problémát kell megoldani:

• megelőzni a vevő visszacsatolását az adóra (a kisugárzott energia ne kerüljön rögtön a vevőre)
  - megoldható az antennák térbeli elválasztásával, például a vevőantennát az adóantenna elejébe a célpont irányába fordítva, így csak a visszavert hullámok érhetik el a vevő antennáját.
  - megoldható frekvencia elválasztással, például sebességmérésnél a célpontról visszavert frekvencia mindig nagyobb lesz mint a kisugárzott frekvencia, így nem lehet őket összetéveszteni.
• ütemezni a jeleket, hogy időméréseket lehessen végezni
  - sebességmérésnél nem fontos, mivel nincs szükség a távolság értékére. A távolságmérésre frekvencia vagy fázis modulációt használnak, ahol szükség van arra, hogy a vevő ismerje a kisugárzott jelek változásainak időértékeit. Az amplitúdó moduláció is hasonlóképp elképzelhető, ám ez már az impulzus-radarhoz vezet, ahol a modulációs mélység 100%.

A modulálatlan hullámú CW radar a sebességet csakis a Doppler effektusból képes kiszámolni. A sebességmérő radar általában nem tud távolságot mérni és nem tud különbséget tenni két vagy több tárgy között. Ha echo jel érkezik, az bizonyíték rá, hogy van valami a sugárzási irányban. A tárgy tulajdonságai a visszavert hullámokból megállapíthatóak, például hogy mekkora, bár ez összetéveszthető a távolsággal, ugyanis a távoli tárgyakról kevesebb hullám verődik vissza. Pontosabb információ érkezik azonban a mozgó tárgyakról, melyek megváltoztatják a frekvenciasávot. A megváltozott frekvenciát Doppler frekvenciának, az ilyen információra alapozó radarokat pedig Doppler radaroknak nevezik.

A direkt-konverziós radar vevője nem alakítja át középfrekvenciára az adó jelét, hanem közvetlenül felhasználja az átalakításhoz. A keverőből kijövő jel már alapsávon van (ebben az esetben az audió sávon), azaz mentes mindenféle vivőfrekvenciától. A maradék magas-frekvenciás jelt az aluláteresztő kiszűri, majd az audió erősítő kb. 40dB-el felerősíti (10.000-szeresre).

Direkt keveréssel az érzékenység korlátozott. A keverő zaja rátevődhet a Doppler frekvenciára, ezért a nagyon gyenge jelek és a nagyon alacsony Doppler frekvenciákat nem lehet feldolgozni. Az érzékenység sokat javul ha középfrekvenciára alakítjuk a jeleket, azaz szuperheterodin vevőt használunk.

Az antennára egy ferrit cirkulátor van kapcsolva, ami duplexerként működik, azaz elválasztja a küldött jelet a vett jeltől. Működési elve hasonló a háromágú forgóajtóhoz, amely csak egy irányba képes forogni (ebben az esetben az óramutató irányába). A forgást az EM hullámok kölcsönhatása idézi elő a mágnesezett ferrittel. A beérkező elektromágneses hullám mindig a legközelebbi kijáraton távozik. A középfrekvenciás (IF) jel és az adó RF jele felkonvertálódik egy magas frekvenciára. Az echo jel itt jóval a keverő zaja fölé van alakítva, a zaj pedig nem juthat át a sávszűrőn. Az 1. Detektor átalakítja (lekonvertálja) az echo jelet IF frekvenciára, majd a 2. Detektor ezt tovább konvertálja míg csak az alapsávú Doppler frekvencia (F_D) marad. Az IF erősítő teszi a vevőt érzékennyé a gyenge echo jelekre. Erősítése 30-40dB lehet és azért fontos, hogy az echo jelet a keverők zajszintje fölé emelje, hogy a zaj az utolsó fázisban már elhanyagolható legyen. A sebességváltozást ebben az esetben egy számláló jelzi, azaz csak egy objektum mérhető vele (amelyről a legnagyobb amplitúdójú echo jel érkezik). Ha több tárgy is van a megfigyelt területen, akkor a Doppler frekvenciákat szét kell válogatni több vagy egy állítható szűrővel. Ráadásul egyetlen objektumról is érkezhet egyidejűleg több Doppler frekvencia. A CW radarokat leginkább közlekedési sebességmérőként (ami a közeledő és a távolodó autók sebességét méri), mozgásérzékelőként (riasztókban) és mozgásfigyelőként használják.

Frekvencia-diverzitásos radar

      Ahhoz, hogy kiszűrjék a célpont változó méreteire utaló méréseket, sokszor két vagy több frekvenciát is használnak. A frekvencia-diverzitásos radar tipikusan két adót használ, ami egyszerre radarozza a célpontot két különböző frekvenciával. A vett jeleket a koherencia fenntartása érdekében külön kell feldolgozni. A két párhuzamosan sugárzó adó által bevitt 3dB-es nyereség mellett a frekvencia-diverzitás további 2.8dB-lel növeli a nyereséget. A különböző csatornák észlelési valószínűségük és téves riasztási arányuk egyforma, ezért nagyobb lesz a radar „mozgástere”. Az echo jel ingadozásainak kisimítása teszi ezt lehetővé, hisz minden vivőfrekvencián más értékek között mozognak ezek minimum és maximum pontjai. Ha egyik frekvencián maximumot, akkor a másikon minimumot mutathat a visszavert jel. A két jel összege nem befolyásolja az egységes jelek átlagát. Az egységes jelek függetlenek kell legyenek, hogy a maximum hatótáv nőjön.

Az egyszerűség kedvéért egy-antennás radart vázol fel a fenti ábra, ahol a duplexer az adás-vétel között kapcsolgatja az antennát. A diplexer is egy kapcsoló, ami a két csatorna között kapcsolgat, jeleiket időben egymás után kapcsolja a duplexer bemenetére. A szinkronizáló szinkronjeleket küld a modulátoroknak, például az impulzusok időtartamát, kezdetét. A modulátorok ennek függvényében nagy energiájú DC impulzusokat adnak az adóknak, azok pedig nagy energiájú RF impulzusokat a diplexernek. A vevő oldalon a szelektor kiszűri az echo jelt a választott frekvencián majd a vevő demodulálja azt. Amennyiben mindkét jelet hasznosítjuk, a késleltető az egyiket időben eltolja. Az összegzők és a multiplikátor a jelfeldolgozó részei. Az összegzők külön csatornán dolgozzák fel a két echo jelt összeadván ezek amplitúdóit valamint összeszorozván a részösszegek értékeit (multiplikátor). Ez csak egy példa a jelfeldolgozásra, lehetne úgy is hogy minden csatorna amplitúdóit egy összegre vagy egy szorzatra hozni, az amplitúdók négyzetét összegezni vagy pedig előbb összeszorozni a csatornák amplitúdóit majd összeadni a részeredményeket.

A frekvenciaváltozás többféleképpen történhet:

• minden impulzus után (frekvencia-agilitás)
• minden impulzus időtartamán belül (frekvencia-diverzitás)
• több impulzus után
• ezek kombinációi

Ha a jelek sugárzása nem párhuzamosan, hanem egymáshoz képest késve (időben eltolva) történik, akkor:

• a jelek nem befolyásolják egymást
• kisebb energiafogyasztás és egyetlen adóval is megvalósítható
• az adó és az antennaszerkezet is egyszerűbb

A frekvencia-diverzitás legnagyobb előnye a zavarójelekre való immunitás. A különböző frekvenciakomponensű jelek lineáris összegzése növeli az észlelési valószínűséget. A többcsatornás radarok előnyeit gyakran hamisan ítélik meg a redundanciára hivatkozva, mondván „ha egyik adó elromlik, ott a másik”. Ha egyik elromlik, akkor a radar maximum hatósugara 70%-ra csökken (negyedrendű gyöke a fele teljesítményre csökkent adónak plusz 2-2.5dB a megnövekedett fluktuációs veszteségek miatt).

Időjárás radar

      Az időjárásradar hasonlít a primer felderítőradarhoz (PSR – Primary Surveillance radar). A legszámottevőbb különbség, hogy a PSR radar megméri a célpont koordinátáit, az időjárásradar pedig megsaccolja, és csak arról ad információt, hogy milyen intenzitással és konzisztenciával léteznek reflektív tárgyak a megfigyelési zónában. Sok más különbség is van, ami főként annak köszönhető, hogy az érdekelt „objektum” meglehetősen más tulajdonságú (az időjárás sokkal nagyobb, nedvesebb és lassabb, mint egy mozgó tárgy). Az időjárást legjobban több frekvenciát használva lehet megsaccolni (a frekvencia-sokféleségnek értelme ezúttal eltér a frekvencia-diverzitástól). A radar reflektivitásának hatása (hogy mennyi kisugárzott energia érkezik vissza), a radarképen észlelhető. Nagy magasságokban a hó reflektivitása gyenge (kék terület), alacsonyabb szinteken, ahol a hó olvadni kezd a hópelyheket víz kezdi bevonni amitől jelentősen megnő a visszaverődési állandó (zöld terület). Végül pedig a teljesen elolvadt hópelyhek esőcseppekké alakulnak, melyek kisebbek mint a hópelyhek és is gyorsabban zuhannak és ettől ismét csökken a visszaverődési képességük. Ezeket a zónákat a világos részek jelölik.

Az időjárás radar működési elve hasonló a primer radarhoz, ezért feltételezhető, hogy a vett energia minden más hatás függvényében:

\[\large{R=\sqrt[4]{\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2\cdot\sigma}{P_E\cdot(4\pi)^3}}\Rightarrow P_E=\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2\cdot\sigma}{R^4\cdot(4\pi)^3}}\]

ahol:

• $P_E$ - vett energia
• $P_s$ - sugárzott energia
• $G$ - nyereség
• $\sigma$ - visszaverődési felület
• $\lambda$ - hullámhossz
• $R$ - hatósugár

A különbség egy repülőgép és az időjárás visszaverődési felülete között hatalmas. Az időjárásradar esetén az esőcseppek nagyon kicsik, sokkal kisebbek mint a hullámhossz, ezért a Rayleigh visszaszóródási egyenlet az esőcsepp visszaverődési felületét adja:

A különbség egy repülőgép és az időjárás visszaverődési felülete között hatalmas. Az időjárásradar esetén az esőcseppek nagyon kicsik, sokkal kisebbek mint a hullámhossz, ezért a Rayleigh visszaszóródási egyenlet az esőcsepp visszaverődési felületét adja:

\[\large{\sigma_i=\frac{\pi^5}{\lambda^4}|K|^2 D_i^6;  |K|^2=\vert\frac{\varepsilon-1}{\varepsilon+2}\vert^2}\]

Ahol $D$ az esőcsepp átmérője, $\varepsilon$ pedig a dielektromos állandó. L és X sáv között a víznél $|K|^2=0,93$, a jégnél $|K|^2=0,2$. Ha összegezzük az 1 köbméterre eső visszaverődő felületeket, akkor:

\[\large{\eta=\frac{\pi^5}{\lambda^4}|K|^2\cdot Z; Z=\displaystyle\sum_{i=1}^n D_i^6}\]

Ahol $Z$ a radar reflektivitása és $\eta$ a radar reflektivitása egy egységnyi térfogatra. Amikor az eső kitölti a radarnyalábot, akkor a minták mennyisége:

\[\large{V=\frac{\pi\cdot\theta\cdot\phi\cdot R^2\cdot c_0\cdot\tau}{8}}\]

ahol $\theta$ a nyaláb vízszintes szélessége, $\phi$ a nyaláb függőleges szélessége, $\tau$ pedig az impulzusszélesség. A mérhető minták mennyiségét magába foglaló teret rezolúciós cellának is nevezik. Ennek méreteit az impulzusszélesség és a nyaláb szélességei adják.

A radar-egyenlet ezek után átírható:

\[\large{P_E=\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2}{R^4\cdot(4\pi)^3}\cdot\sigma=\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2}{R^4\cdot(4\pi)^3}\cdot V\cdot\displaystyle\sum_{i=1}^n D_i^6=}\]

\[\large{=\frac{P_s\cdot G^2\cdot\lambda^2}{R^4\cdot(4\pi)^3}\cdot\frac{\pi\cdot\theta\cdot\phi\cdot R^2\cdot c_0\cdot\tau}{8}\cdot\frac{\pi^5}{\lambda^4}|K|^2 D_i^6}\]

A radar-egyenlet ezen formája a meteorológiai radaroknál még mindig alkalmazhatatlan, mert még rengeteg mindent számításba kell venni. Ha ezt az egyenletet újból átrendezzük, hogy a hatótávot fejezzük ki belőle, akkor észrevesszük, hogy a negyedrendű gyökből négyzetgyök lesz. Ha megvizsgáljuk a sugárnyalábot meg is értjük hogy miért: a rezolúciós cella a távolság négyzetével nő.

Sokkal több esőcsepp fér a második cellába mint az elsőbe, ugyanolyan sűrűség mellett. És ugyanennyivel több energia verődik vissza róluk, nem úgy mint a repülőgépek esetén. Az időjárás-radaroknak azonban nincs szükségük a távolságra, ők csakis a jelek nagyságát mérik, és ez a meteorológiai objektumok méretétől, számától és természetétől függ. Az egyenlet többi paramétereit egy $k$ konstansba lehet sűríteni, mert azok nem szabad változzanak a megfigyelés során.

\[\large{P_e=kP_s\left(\frac{\varepsilon}{\lambda^4\cdot R^2}\right)\displaystyle\sum ND^6}\]

Ahol $N$ a vízcseppek (felhő részecskék) száma, $D$ a vízcsepp átmérője, $\varepsilon$ pedig ezek fizikai tulajdonságától függ. Az időjárás-radarok nagy feladata ezen három ismeretlen szoftveres megsaccolása amit nehézzé tesz a részecskék más anyagokkal kevert formája, amitől $\varepsilon$ értéke rengeteget változik.

A jégeső érzékelésére gyakran kettős polraizációjú radart használnak. A radar lineárisan polarizált hullámokat sugároz, melyeket hol vízszintesen, hol függőlegesen bocsájt ki az antennából minden impulzusnál vagy minden impulzuscsoportnál. Egyes polarimetrikus radarok egyszerre mindkét polarizációt is használják. A két echo jel ($Z_H$ - horizontal, $Z_V$ - vertical) aránya adja a reflektivitást ($Z_{DR}$ - differential reflectivity):

\[\large{Z_{DR}=\frac{Z_H}{Z_V}}\] 

A jégesőben a jégcseppek nehezek és ahogy zuhannak lapos gömbökké alakulnak erősebb visszaverődést eredményezve vízszintes irányban.

A tömör jégcsepp dielektromos állandója 20%-kal kisebb, mint a vízcseppé, ezért ennek kisebb jelentősége van mint eső esetén. A jégcsepp esés közben még szárad is, ezért a $Z_{DR}$ is kisebb lesz. A jeget a nagy $Z_H$ és a kis $Z_{DR}$ jelzi. Még ha 1-nél kisebb is a $Z_{DR}$ (vagy a decibel negatív előjelű), az már a jégesőt jelez.

Az adó nagy energiájú impulzusokat küld a teljesítményosztókhoz, amelyek egyenlő teljesítményt biztosítanak a vízszintes és függőleges polarizációkhoz. Ha csak egyik polarizációt használjuk, akkor az energia másik fele ismét a teljesítményosztóba kerül vissza. A polarizációk közti váltogatást az osztókra szerelt kapcsoló végzi. A két ferrit cirkulátor az adás-vétel között váltogat megvédve az adás-vétel jelek összekeveredését. Bár a radar képes egy-polarizációban is működni, közben mindkét típusú polarizációt fel tudja dolgozni. Ez nagyon előnyös tulajdonság, hisz az elektromos mező orientációja folyton megváltozik a reflexiók során.

Szintetikus apertúrájú radar (SAR)

      A SAR (Synthetic Aperture Radar) egy koherens radar (az impulzusoknak egyetlen fázisreferenciájuk van), melyet főképp repülőgépekre szerelnek és a repülési utat használja az antenna apertúrájának elektronikus megnövelésére. Minden adás-vétel ciklust (PRT) kiegészít a többi ciklus adata. A SAR egy oldalra néző fedélzeti radar (SLAR - Side Looking Airborne Radar), azaz nem a repülőgép előtt lévő területet, hanem a jobb vagy bal oldalára eső területet vizsgálja, azaz a haladásra merőleges irányt. Az antenna iránykarakterisztikája a haladási irányban széles, a haladásra merőleges irányban pedig keskeny. A merőleges felbontást illesztett szűrővel, a haladási irányú felbontást pedig az apertúraszintézissel lehet növelni.

A visszatükröződő jelek nagyságát és fázisát vizsgálja. Egy adott számú ciklus után a jelfeldolgozó adatokat egyesíti - megformálván az antenna szintetikus apertúráját - és nagy felbontású felszíni képet alkot belőlük az átrepült területről. Működésük nagyon hasonló a fázisrácséhoz, viszont az antennarács helyett egyetlen antennát használ idő-multiplexben. A fenti ábrán lévő radar A-D helyzetek között összeszedi a visszavert jeleket $T$ idő alatt. A rekonstruált jel felbontása olyan lesz mintha egy $v\cdot T$ hosszúságú antennával lett volna készítve ($v$ - a repülő sebessége). Ahogy a rálátás iránya módosul a repülési pályával, a jelfeldolgozás során egy szintetikus apertúra keletkezik és ezzel tovább növekedik az antenna hossza. Minél nagyobb $T$ annál nagyobb a szintetikus apertúra és annál nagyobb a felbontás. Például ha a repülő ívekben repül A-D pont között, akkor növeli ezzel az időt. Amint a célponthoz (hajóhoz) ér az első radarsugár, a róla visszavert jeleket mindaddig venni fogja a radar, amíg a célpont ki nem lép a hatósugárból. Ezután egy algoritmus megállapítja, hogy mekkora volt a stimulált (vagy szintetizált) antenna hossza (hisz mint már írtam, ez függ a célpont fölött eltöltött időtől és a repülési sebességtől). A SAR azimut felbontása a valós antenna hosszának kb. másfélszerese és nem függ a repülő magasságától (a távolságtól), ami lényeges különbséget jelent a SLAR-al szemben és éppen ezért a műholdakra is szerelhető. A SAR radarokkal 3D képek is alkothatók, hisz a tárgyat körberepülő radar térbeli felbontása sokkal pontosabb. A műholdakra szerelt SAR radarokkal digitális domborzati modellek készíthetőek (a Magellán űrszonda hasonlóképp térképezte be a felhőkbe burkolózó Vénuszt). A SAR technikájával olyan felbontások érhetőek el, amelyek csak hatalmas valós apertúrájú antennákkal lennének lehetségesek, akár 10m hosszú fázisrácsokat is helyettesíthet. A SAR társa az ISAR (Inverz SAR), amely a célpont mozgását használja fel a szintetikus apertúra létrehozásához. Ilyeneket a tengerészet felderítő repülőgépein használnak, hogy azok tovább növeljék a radarkép minőségét. A felbontás a sávszélességtől és impulzusszélességtől függően néhány centiméter vagy a THz tartományban milliméter alatti is lehet.

MIMO Radar

      A MIMO (Multiple In Multiple Out) egy több antennából álló rendszer. Vár szerkezete hasonló de nem fázisrács, ugyanis itt minden antenna egymástól függetlenül sugároz vagy vesz. Az antennák nagy száma megnöveli a virtuális apertúrát, de elsődleges célja a térbeli felbontás és az interferenciára való immunitás javítása. A jel/zaj arány is nagyobb ennél a technológiánál, tehát az észlelési valószínűség is megnő. A fázisrács és a MIMO radar által megkülönböztethető célpontok száma:

• Fázisrács esetén: $C_{max}<\frac{2A_R}{3}$
• MIMO radar esetén: $C_{max}\in\left(\frac{2(A_T+A_R-1)}{3},\frac{2A_T A_R}{3}\right)$

ahol $A_T$ az adó antennák száma, $A_R$ a vevő antennák száma.

A MIMO radarok két kategóriába sorolhatóak:

• Együttes elhelyezésű (vagy mono-statikus) MIMO: Az adóantennák annyira közel vannak egymáshoz, hogy a célpont keresztmetszetét egyformának látják. Ez hasonlít a fázisrácsok vékonyított változatára, ahol minden sugárzónak megvan az adóvevője és A/D átalakítója. Azonban a fázisrács esetén minden adó (időben eltolva) ugyanazt a jelt küldi amit a központi jelgenerátor formál. A MIMO-nál minden sugárzónak megvan a maga jelgenerátora, ami egyedi jelalakokat szolgáltat. Tulajdonképpen ez alapján határozza meg a vevő, hogy melyik antennáról érkezett a jel. Ha a fázisrácsokat a MIMO-val hasonlítjuk, besorolhatjuk őket a SIMO kategóriába (Single Input, Multiple Output).
• Szétosztott (vagy bi-statikus) MIMO: Az antennák szétosztott elhelyezése sokkal komplexebb adatfeldolgozást igényel. A mono-statikus MIMO-hoz képest, mindenik radar antenna más szemszögből figyeli a célpontot és ezért mindenik más-más keresztmetszetet lát.

Hatékonyabb felépítésű a multi-statikus MIMO radar, mely mono- és bi-statikus MIMO radarok együttese, azaz magával hordozza ezek előnyeit és hátrányait is. A szétosztott antennák esetén nagyobb a valószínűség, hogy a célpont valamelyik adó-vevő párhoz közelebb kerüljön, nagyobb jel/zaj arányt idézve. A térbeli diverzitás akkor is előnyt jelent, mikor két adó-vevő pár ugyanazon megfigyelési területen osztozik. A lopakodó járművek ellen is hatékonyabb, melyeket úgy terveznek, hogy a rádióhullámokat ne a forrás irányába verjék vissza.

A MIMO radar által kibocsátott hullámok ortogonálisak (azaz nem koherensek). A vevőantennák illesztett szűrői szétválogatják az ortogonális jeleket. Mivel minden vevőantenna veszi a beérkező jeleket, M adóantenna és N vevőantenna esetén a vett jelek száma NxM. A megnövekedett jelmennyiség miatt a vevő térbeli felbontása akkora, mintha NxM antennából állna.

Monopulzus radar elektronikus nyalábvezérléssel

      Az ilyen radar is egy antennarendszerből áll, ami a magassági szöget elektronikusan, a nyílásszöget pedig mechanikusan változtatja, hogy a megfigyelési zónában minden célpontról háromdimenziós információkat szolgáltasson. Digitális radarról van szó, ami automatikusan kalibrálja magát, figyeli és észreveszi a működési rendellenességeket, redundáns, azaz magától átvált a hibás modulról a jól működőre, érzékeli és jelzi a megfigyelési területén lévő célpontokat külső beavatkozás nélkül. A célpontról a primer és szekunder radarra érkező rádióhullámok jelfeldolgozáson esnek át, ami alapján a radar a fázisok változtatásával formálni fogja az iránykarakterisztikát (beamforming – nyalábformálás). A primer radar teljes RF sávból lehetőséget biztosít az üzemfrekvencia kiválasztására, ami a radar működési módjától függ. Az ilyen radarok működését 4 nagy alegység biztosítja:

                    

1. Integrációs egység

A négy egység kapcsolatát és áramellátását biztosítja.

2. Felügyelő egység

A kezelői felületet az operátornak.

3. Adó-vevő egység

      Fő alkotóeleme a fázisrács, azaz a fázisvezérelt antennák síkbéli hálózata, mely konstrukciója moduláris, elektronikus konstansai pedig osztottak. Az antennarendszer mechanikusan 360 fokot tud fordulni miközben szoftveresen változtatja magassági szögét. A monopulzus technikát használva a célpont azimut és elevációs koordinátái nagy pontossággal meghatározhatóak a három adatcsatornával (összeg, delta-azimut és delta-eleváció) és az adatfeldolgozó egység segítségével. A monopulzus azt jelenti, hogy egyetlen (komprimált) impulzus segítségével határozz meg mindezt.

Az antennarendszer egyforma, passzív vízszintes antennasorból áll, melyek egyaránt tartalmaznak adó és vevőantennákat is, jelerősítőkkel, illesztőkkel és zajszűrőkkel felszerelve. A radar processzora (RDP – Radar Data Processor) irányítja a radar műveleteit, beállítja az iránykarakterisztikát, az impulzus időtartamát, energiáját és frekvenciáját, a beérkező jelek feldolgozásának optimális módját, figyelembe véve a környező terepet, időjárást és rádiós interferenciákat. Ugyanakkor kiszámítja és elemzi a célpontra vonatkozó adatokat meghatározván a távolságot, magasságot és a szögkoordinátákat. A radar programjának algoritmusai úgy vannak megírva, hogy az adott magassági szögben egy bizonyos modell alapján vizsgálódjon. Ezek a modellek a környezet és a küldetés szerint vannak elkészítve. Mindenik modell csak egyetlen magassági szögben érvényes. Minden antennasornak külön kiszámítja a fázistolás lineáris progressziós értékét a nyaláb folyamatos korrigálása érdekében. Minden sorhoz három fázis tartozik: 1 adási és 2 vételi (direkt és indirekt utak) minden frekvencián. Az RDP által kiszámított nyalábformáló együtthatók és egyéb vezérlőjelek az adó-vevő egységhez kerülnek az ACU (Array Control Unit) áramkörökön keresztül. Ezek az áramkörök feldolgozzák a processzortól kapott jeleket és nyalábformáló utasításokat alkotnak belőlük, melyeket az adó-vevő egységeken futtatnak le. Az ACU áramkörök háromfelé oszthatóak:

• adatvezérlő (ADC - Array Data Control)
• platformvezérlő (APCL – Array Platform Control Logic)
• sorvezérlő (ARCL – Array Row Control Logic)

Ezek teszik lehetővé a szünetmentes működést, azaz míg az adó-vevő egység a következő nyalábra készül, az előző nyaláb során vett adatokat addig a jelfeldolgozó és az RDP értelmezi. Minden kisugárzott nyalábnak a szoftver kiválaszt egy magassági szöget és egy üzemfrekvenciát a rendelkezésre álló vivőhullámok közül. Ez a frekvenciabéli mobilitás segít kiiktatni az előző sugárzásból visszaverődött nyalábokat. Az adott magassági szög felderítő modellje két alapimpulzust használ: egyet kis és egyet nagy távolságra. A földfelszínről visszaverődött zavarjelek kiküszöbölése érdekében egymás után több impulzust is küld (Doppler nyalábok). Az impulzusok közti periódusok változóak, általában két egymást felváltva követő periódust használnak (PRT₁ és PRT₂). Ezek válaszai egymást kiegészítik a Doppler frekvencián, vagyis amikor az egyik frekvenciaválasz viszonylag kicsi, akkor a másik viszonylag nagy lesz. A sugárzott nyalábok kis lépéseket tesznek a magassági szögben, hogy résmentesen átvizsgálják a „szkennelési modell” magassági szögéig a megfigyelési zónát. Ugyanilyen kis lépésekben halad a mechanikusan változó nyílásszög is (kb. 2°-ként).

A topográfiai és a domináns meteorológiai feltételek függvényében az antenna fordulata során több vagy kevesebb letapogatás történhet. Példaképp vegyünk egy adási periódust, amely folyamatosan ismétlődik és elkülöníthetőek benne a radar műveletei:

A strobe (hitelesítő) impulzus után a fázisformáló és antennavezérlő utasítások az APCL és ARCL memóriájának regisztereibe töltődnek be (az ACU áramkör részei). A passzív figyelés alatt három feladatot végez el az adó-vevő és a jelfeldolgozó egység:

• DC-szűrés: az analóg-digitális átalakítók kimenetén lévő DC szint a mérése
• STC: a fő- és oldalnyalábokon jelenlévő zaj mérése
• Háttér-becslés: a rendszer belső zajának (hátterének) mérése

A passzív figyelés után a radar elküldi az első impulzust. A vételre szánt idő lehetővé teszi a távolság pontos bemérését a számításba vett intervallum függvényében. Ismétlődő (vagy ugyanolyan tulajdonságú) impulzusok esetén a következő rögtön a vételi periódus után jön. Egyetlen impulzus használatakor a „hatótáv-vége” (End-range) utasítás betölti a következő nyalábra vonatkozó utasításokat a szinkronizálóba. A radar szoftvere megméri a felderített célpontok magassági és nyílásszögét. A nyílásszög megállapításához az antenna nyílásszögéhez hozzáadja a visszavert jel szögét, amit a nyaláb nyílásszögének tengelyével zár be. A magassági szöget ugyanígy számolja ki, tehát összegekről és különbségekről van szó. A nyílás és magassági különbség és összegjelek $(\Delta\beta, \Delta\varepsilon)$ szögbéli információkat hordoznak (hogy mennyivel térnek el a célpont szögkoordinátái az antenna szögkoordinátáitól). Az azimutális különbségjel előjele a célpont jobbra vagy balra való elmozdulását jelenti a nyalábtengelytől, az elevációs különbségjel előjele pedig a célpont fel vagy le irányú elmozdulását jelzi. A végső értékeket a radar egy táblázat segítségével számolja ki. A célpont magasságát a távolság, a magassági szög, a föld görbülete és a radar magassága alapján határozza meg.

      Összesítve az adóvevő-egység működését: az RF impulzusokat lineáris frekvenciamodulációval sugározza. A visszavert jelek az antennarendszeren kombinálódnak, a vevő középfrekvenciára (IF) alakítja őket, hogy megkapja a középfrekvenciás $\Delta\beta$ és $\Delta\varepsilon$ jeleket. Az oldalszirmok elfojtására szolgáló antenna jeleit is IF-be alakítja, majd ezek mind a jelfeldolgozó egység egyik processzorába kerülnek. A számítások után a nyaláb elektronikus korrekciója következik a nyílás és a magassági szögekben.

4. Jelfeldolgozó egység

      A jelfeldolgozót az RDP szoftvere irányítja, hiszen az előbb kiválasztja a magassági szöghöz tartozó szkennelési modellt, amihez majd igazodni kell. A szoftver a szinkronizáló révén valós időben irányítja a jelfeldolgozó processzorát (SPDC). Az jelfeldolgozó fő feladata, hogy megkeresse a célpontot a zavarjelek között. A zavarjelek jöhetnek a földfelszínről, a tenger mélyéről, az esőből vagy más légköri képződményekből vagy akár a madárcsapatok is bezavarhatnak. Ezekhez különböző modellek tartoznak, melyek bizonyos nyílásszögekhez köthetőek, hisz minden irányból másféle zajra lehet számítani. A szoftver a mérési eredmények alapján választja ki a legmegfelelőbb modellt. A mérések alapján válik el, hogy milyen súllyal kell beszorozni a jelt és az észlelési küszöbértékeket. A Doppler szűrők szintén súlyozottak, hogy átfogják az ismétlődések intervallumát. A kiválasztott radarsugár vagy hullámforma az adott távon domináló zajtól függ. A radar ezáltal képes a zajszinthez folyamatosan igazodni anélkül, hogy csökkenne a felderítési kapacitása. A befogott jel amplitúdója határozza meg a szűrő válaszát, aminek dolga kiszűrni a visszhang-hatást (ami általában a fix célpontoknál keletkezik) és lehetővé tenni a kis sebességű célpontok bemérését. A Doppler frekvenciákon észlelt zavarást egy küszöbértékkel összehasonlítva elkerülhető a fals célpontok észlelése. Azon célpontok jelei melyek túllépik ezt a küszöböt, de nem érdekeltek, egy másik algoritmuson esnek át, amely eltávolítja ezek észlelését emberi beavatkozás révén.

      A Doppler-feldolgozás keretében a radar egymás után két Doppler-nyalábot küld a föld szintjén, mindkettő több impulzust tartalmaz. Ilyen kis magassági szögben a tárgyakról visszavert echo jel nagyon erős. Az impulzusok ismétlődése (PRF – Pulse Repetition Frequency) a legnagyobb zajcsillapításhoz igazodik. A második nyalábban az impulzusok közti idő a szomszédos azimut zónák közti vak sebességek kiszűrésére szolgál. A fix tárgyakról visszaverődött hullámok nagy részét az MTI séma (Moving Target Indicator) kiszűri. A nyalábok sok echo jelet idéznek, melyeknek más-más az amplitúdójuk a különböző távolsági zónákban. A zavarás okozta echo jeleket az MTI a „mozgó ablak” módszerrel szűri ki. Az impulzussorozat első impulzusa a zavarás okozta echo jelek kiszűrésére szolgál, melyek az előző nyalábból származnak. Ezt az impulzust az MTI zéró súlyú tényezővel dolgozza fel. Az impulzusokat az MTI hármasával vesz, tehát mozgó ablakot alkot. Az MTI séma súlyainak alkalmazása (szorzása) a jeleken egy strob impulzust eredményez, ami semlegesíti a fix objektumokról érkező jeleket. A mozgó célpontok vagy a természetes zavarás (idő, tenger, állatok) konstans Doppler sebességű echo jelt adnak. A célpont konstans sebessége megváltoztatja az echo jelek fázisát. Mikor a radar a Doppler nyalábot használja, akkor az MTI séma úgy van súlyozva, hogy semlegesítse a küszöbérték alatti Doppler frekvenciával rendelkező echo jeleket. A többi echo jel (melyek módosítják a Doppler frekvenciát) érintetlenül kerülnek az impulzus-kompressziós sémába.

      Az impulzus-kompresszió után az echo-jel az fő Doppler-szűrőbe (MCDF – Main Channel Doppler Filter)  megy, aminek több szűrőcsatornája van. Az MCDF-be és a zéró Doppler-szűrőbe (ZDF – Zero Dpoppler Filter) érkező jelek úgy vannak súlyozva, hogy más-más választ produkáljanak az adott sávszélességben. A ZDF felderíti a kis vagy tangenciális sebességgel haladó célpontokat, amelyekről a zavarjelnél jóval nagyobb echo jel érkezik. Az MCDF pedig segít a zajtól elválasztani a mozgó célpontokat. A ZDF mindig úgy van  súlyozva, hogy átengedje a zéró vagy zéróhoz közeli Doppler frekvenciájú jeleket. Ha az alacsony magasságú nyalábok a rossz időjárás miatt érzékelnek zavarást, akkor a Doppler szűrőket különbözőképp súlyozzák, hogy alkalmazkodjanak ehhez a fajta zavaráshoz. A súlyok kiszámításért a radar szoftvere a felelős, az időjárási mérések alapján (amit a jelfeldolgozó végez) a szoftver eldönti, hogy az MCDF egyformán vagy különbözően lesz súlyozva. Az időjárási zavarjelekről kapott információkat a szoftver határvonalak megrajzolására használja fel. Az így kapott zavarjel-térképet ezután folyamatosan számon tartja és frissíti minden szkennelési zónában (ehhez 15-16 echojel mintára van szükség). Az MCDF súlyozhatósága lehetővé teszi a középfrekvencia és a szűrő sávszélességének változtatását. Az MCDF szűrő válasza a bemenő adatok és a súlyok komplex szorzatától függ. Minden impulzusnál szorzás (súlyozás) eredménye a memóriába kerül és ez a szorzás-összegzés-memorálás folyamat minden ismétlési periódusban és minden cellában folyamatos. Végül pedig minden cellához tartozni fog egy eredmény, melyeket a célpont-mérlegelő séma dolgoz fel. A szoftver ügyel, hogy a túl nagy zaj nehogy túlcsordulást okozzon a szűrőkben. Emellett figyeli, hogy egy adott nyalábban az adott távolságon hány célpont található, és ha kell megnöveli a célpont-mérlegelő séma küszöbértékét.

      A célpont-mérlegelő séma egy olyan program, mely az adatokat az MCDF-től kapja. A fals célpontok kiválasztási folyamat az összegcsatorna adatai és a küszöbérték összehasonlításából áll. Az összehasonlításkor különböző Doppler csatornákból érkezett echo jelek amplitúdóit hasonlítja. Ez alatt a $\Delta\beta$ és $\Delta\varepsilon$ csatornák adatait elmenti. A mérlegelő továbbá elhatárolja a különböző sebességű célpontokat, az azonos célpontról érkező echo jeleket, a más nyalábból érkező jeleket, hogy csakis az érdekelt célpontot választhassa ki.

      A célpontról érkező echo jeleket a radar multiplexeli (egymás után helyezi), majd egyszerre három (vagy akár több) zajfeldolgozó séma rendelkezésére bocsájtja: CDF (Clutter Doppler Filter), ZDF és MTI. Ha zajos a környezet, akkor valószínűleg mindhárom séma kimenetet szolgáltat, viszont az impulzus-kompresszor egyszerre csak egy bemenetet kaphat ezek közül. Hogy melyiket, azt a kiválasztó séma dönti el a kimenetek érkezési ideje alapján. Az impulzus-kompresszor matematikai korrelációt végez a küldött és kapott jelek között, melyek végeredménye egy komprimált impulzus. Mivel mindez digitális művelet, a jeleken jelentős szintű oldalszirmok alakulhatnak ki, melyeket csökkenteni kell a főjellel való interferencia elkerülése érdekében. Ezt egyrészt a processzor, másrészt a súlyozó szűrők végzik. Ezek keresztszűrőkből állnak, melyek három lépésben feldolgoznak három egymást követő zónát az impulzus-kompresszióból kapott adatokból.

Közeljövő

      

      A radarok mindenképp a többfunkciós változatok irányába haladnak, ahol például nincs szükség külön egységekre a felderítő, célkövető, tüzérségi és időjárást vizsgáló funkciók betöltésére. Egyik legfontosabb célkitűzés a valósidejű adatfeldolgozás és a hálózati kommunikáció, bár ez sok más területen is érvényes, nagyban befolyásolja a radar fejlődését is. A http://www.flightradar24.com/ weboldal valós idejű radar-információkat szolgáltat a világ összes publikus repülőgépjáratáról. Gyakorlatilag attól fogva, hogy a radarjelek analógról digitálisra konvertálódnak, az egyetlen korlátózó tényező a digitális jelfeldolgozás sebessége. A digitalizálás tette lehetővé a fázisrácsok használatát, és csak az utolsó generációs DSP, FPGA és a multiprocessing architektúra képes az évtizedekkel ezelőtt megírt matematikai algoritmusokat alkalmazni. A modern fázisrácsok digitális lekonvertálót (DDC – Digital Down Converter) használnak, ami egy digitális mintavételező, azaz a középfrekvenciás (IF) digitalizált valós jelet alapsávú komplex jellé alakítja, így a lassúbb processzorok is tudják azt mintavételezni. A félvezető anyagok fejlődése is, mint a gallium-arzenid (GaAs) vagy a gallium-nitrid (GaN) segíti a hatékonyság növelését és a méretek csökkentését. A legnagyobb teljesítményigénye talán a körkörös letapogatással üzemelő SAR-nak van (szintetikus apertúrájú radar), ahol az érdeklődési terület fölött köröző repülőgép 3D képet alkot a többrétegű radar-információból.